Powrót do strony głównej  Przedwzmacniacz  Odwracacze fazy  Lampy mocy  
Polaryzacja lamp mocy  Transformator wyjściowy  Zasilacz  Kilka słów o mnie

Miscellanea

Ostatnia aktualizacja : 13-02-08


Spis treści


Channel Cloning 

Jednym z kierunków w jakim wyewoluowały gitarowe wzmacniacze lampowe jest Channel Cloning (TM). Jako przykład posłuży wzmacniacz Dual Rectifier MESA/Engineering. Jakkolwiek wzmacniacz ten formalnie wyposażony jest w dwa kanały, to w rzeczywistości są to - podobnie jak w przypadku dysków komputera - dwa kanały "logiczne", ale jeden "fizyczny", czyli oparty o ten sam zestaw triod i większość innych podzespołów preamp wraz z automatycznie modyfikowaną pętlą ujemnego sprzężenia zwrotnego w stopniu mocy. O co więc chodzi? Aby uzyskać różne typy brzmienia, często określane jako vintage i modern, konieczne stało się zastosowanie specjalnych obwodów pomocniczych. Podzespołami przełączającymi są  głównie LDR (light drive relay), ale także poczciwe przekażniki elektromechaniczne, które w konkretnej konfiguracji załączają, wyłączają lub przełączają elementy o celowo dobranych wartościach lub nawet całe ich "podobwody". Jak czytamy w instrukcji do tego wzmacniacza, leitmotivem jest możliwość uzyskania w dowolnej kombinacji brzmienia typu Clean, Crunch i Lead z "podbarwieniem" odpowiednio - vintage i modern, nawiązującym do cech charakterystycznych wzmacniaczy produkowanych zarówno dawno jak i obecnie. Jednak myli się ten, kto zakłada, że 'rektifajer' zabrzmi tak, jak np. Evil Twin. Wynika to właśnie z topologii przedwzmacniacza (ilość stopni, wzmocnienie, elementy korekcji, itd.). Nie umniejsza to jednak jego rzeczywiście ogromnych możliwości, które do ekstremum doprowadzone zostały w wersji 'deluxe' - Trem-O-Verb, dodatkowo wyposażonej w pogłos sprężynowy i efekt tremolo, nie mówiąc o rozszerzeniu funkcji jednego z kanałów i zamszowym pokryciu skrzynki ;). Podstawę działania DR'a stanowi podział na kanał Orange (pomarańczowy) i Red (czerwony). Obydwa mają osobne wszystkie regulatory - Gain, Treble, Mid, Bass, Master Volume i Presence. W trybie Normal, kiedy to obydwa kanały charakteryzują się b.mocnym przesterem (Variable High Gain), kanałowi Orange przypisane jest brzmienie Vintage, a kanałowi Red brzmienie Modern. Chcąc grać "czysto", dwupozycyjnym przełącznikiem 'Orange Channel Gain' modyfikuje się kanał Orange do trybu Clean Rhythm, zmniejszając znacznie jego ogólne wzmocnienie oraz charakterystykę częstotliwościową. Pewną nieznośną dla coponiektórych gitarzystów "wadą" trybu Clean Rhythm jest swoisty kłopot z uzyskaniem brzmień ultra czystych, "szklankowych". Czują się oni najlepiej wtedy, gdy Volume knob na gitarze jest na max, a piec gra nadal czysto, "fenderowsko", ze znikomą ilością zniekształceń (zachodzi tu pewna analogia do wzmacniaczy tranzystorowych).  Taka właściwość trybu Clean Rhythm wynika z dość unikalnego - jak na kanał czysty - kaskadowego połączenia pięciu stopni przedwzmacniacza, w których to stopniach rezystory katodowe pozbawione są kondensatorów katodowych. Owszem, jak najbardziej możliwe jest uzyskanie brzmień czystych, czy nawet bardzo czystych, ale w zasadzie wyłącznie wtedy, gdy albo sygnał z przetwornika jest baaardzo niski (Single Coil Pickup) - ok.30-50mV, albo Gain na wzmacniaczu  ustawimy w okolicy 1-3 i to samo zrobimy z potencjometrem Volume na naszej gitarze. Sygnał z mocnego humbuckera (ok.400-500mV) będzie zawsze przesterowywał. Zaletą z kolei, jest możliwość bardzo płynnego przechodzenia od brzmienia zupełnie czystego do "ładnie przybrudzonego" tylko poprzez pchnięcie potencjometru Volume gitary do przodu (vide G.Skawiński i jego mały palec prawej dłoni) - wzmacniacz "wchodzi" w piękny soft-clipping, jak i odwrotnie - przy graniu na przyjemnym kranczyku, poprzez cofnięcie tej gałeczki mamy nie mniej śliczne cleans-up. IMHO kanał Clean DR-a, mimo upływu już ładnych paru lat oferując bardzo szeroką paletę brzmień pozostaje jednym z najciekawszych i uniwersalnych. Bez przesady można także powiedzieć, że Foot Switch kanału Clean znajduje się w gitarze pod nazwą Volume Knob - to, co zwykle realizowane jest przez naciśnięcie nogą "jakiegoś guzika", a więc przejście z Clean do Crunch a nawet całkiem, całkiem Lead - odbywa się poprzez manipulację tym potencjometrem. Natomiast potencjometr Gain na wzmacniaczu określa limit zniekształceń do jakich możemy dojść ustawiając Volume Knob gitary na maksimum.

Powrót do początku

Rys.1 przedstawia fragment tylnego panelu wzmacniacza Dual Rectifier(TM) Mesa Engineering. Samo klonowanie kanałów polega na zamianie charakteru brzmienia - kanałowi Red przypisywane jest zabarwienie typu vintage a kanałowi Orange - modern. Dokonuje się tego w prosty sposób trójpozycyjnym przełącznikiem 'Channel Cloning'. Istnieje więc dodatkowo możliwość uzyskania jednocześnie dwóch kanałów vintage, bądź dwóch modern, przy czym albo riffy gra się w trybie modern, a solówki w trybie vintage lub odwrotnie, albo i jedno i drugie na modern lub vintage, uffff.....sporo tego! Zasadnicza różnica techniczna pomiędzy vintage a modern leży w pętli ujemnego sprzężenia zwrotnego stopnia mocy, załączanej w tym pierwszym trybie i rozłączanej w drugim. Stosunkowo łagodne, zaokrąglone brzmienie vintage wynika m.in. z 6dB ujemnego sprzężenia zwrotnego, pogłębianego do ok.10dB w trybie Clean Rhythm. Clean Rhythm można także bezproblemowo "sklonować" do trybu modern (!) ustawiając przełącznik 'Channel Cloning' w położeniu Org To Modern - wówczas pętla uj.sp.zwr. ulegnie całkowitemu rozłączeniu. Ciekawostka - kanał Red w trybie vintage ma podwójną regulację Presence, własną i tę od kanału Orange. Jak zapewnia producent, najciekawszy sound uzyskuje się właśnie na tej kombinacji.

Rys.1
Powrót do początku

Jak w praktyce realizowane są poszczególne założenia brzmieniowe pokazują poniższe rysunki. Dla zwiększenia przejrzystości pominięto elementy nie biorące udziału we wzmacnianiu oraz LDR-y.

Powrót do początku

Kanał Orange Clean Rhythm(Vintage) - Rys.2 - już na pierwszy rzut oka widać brak kondensatorów katodowych w pierwszym, drugim i czwartym stopniu wzmacniającym - zostały one odłączone za pomocą LDR-ów. Pozostały jedynie "gołe" rezystory Rk 1k8. Znajdujący się tuż za pierwszym stopniem rezystor Rx 2M2 wraz z potencjometrem Gain 250k atenuuje sygnał w stosunku ok.10:1. Dość znaczny spadek wzmocnienia kompensowany jest poprzez  Ry/Cy 82k/82p, które łączą "górę" potencjometru Master z jego suwakiem. W rezultacie kanał Clean przy tym samym co w trybie Variable High Gain ustawieniu potencjometru Master jest nawet znacznie głośniejszy - należy ewentualnie go nieco ściszyć, albo potencjometrem Volume gitary, albo  - redukując ilość zniekształceń - potencjometrem Gain wzmacniacza. 

Rys.2

Kanał Orange Clean Rhythm, jak wspomniałem, w normalnym trybie ma brzmienie Vintage - konfigurację stopnia mocy pokazuje Rys.3a - załączona pętla ujemnego sprzężenia zwrotnego o sporej wartości ok. -10dB daje w rezultacie czyste, pozbawione zniekształceń typowych dla gitarowej końcówki, zaokrąglone  brzmienie. Trudniej także przesterować sam stopień mocy. Po "sklonowaniu" do trybu Modern - Rys.3b - pętla jest rozłączana, potencjometr Presence praktycznie przestaje działać, a brzmienie wyraźnie się zaostrza, staje się bardziej agresywne, muskularne, z większą zawartością zniekształceń generowanych przez lampy mocy  i  z oczywistych względów (aż +10dB!) wzmacniacz gra znacznie głośniej -  wymaga  to korekcji głośności potencjometrem Orange Master lub może być wykorzystane do głośniejszego grania partii solowej (potencjometr Gain na 4-10), szczególnie w zakresie "barw bluesowych" . 

Rys.3
Powrót do początku

Kanał Orange Variable High Gain(Vintage) - Rys.4 - osiąga znaczny wzrost wzmocnienia na skutek zmniejszenia wartości rezystancji Rx - z 2M2 na 470k i pojemności Cx  bocznikującej ten rezystor z 82p na 2n oraz dołączenia kondensatorów 1u do rezystorów katodowych Rk stopni V1, V2, V4. Ponadto  potencjometrowi Master przywracana jest tradycyjna konfiguracja (odłączenie Ry/Cy), co pośrednio wpływa na wyrównanie amplitudy sygnały w stosunku do konfiguracji Orange Clean Rhythm. Do punktu wspólnego suwaka potencjometru Treble i "góry" potencjometru Master (punkt X) dołączony zostaje obwód korekcyjny składający się z rezystorów 22k i 10k oraz kondensatora 3n. Jest on konieczny ze względu na generowanie  w trybie High Gain przez przedwzmacniacz dużej ilości wyższych, "siarczyście" brzmiących harmonicznych (scooped midds). Warto zwrócić uwagę, że w kanale Red tę samą, choć regulowaną funkcję pełni potencjometr Presence.

Rys.4

Kanał Orange, jak wspomniałem, w normalnym trybie ma brzmienie Vintage - konfigurację stopnia mocy pokazuje Rys.5a - załączona pętla ujemnego sprzężenia zwrotnego daje w rezultacie zaokrąglone, soczyste - jak pisze twórca wzmacniacza - brzmienie. Po "sklonowaniu" do trybu Modern - Rys.5b - pętla jest rozłączana, potencjometr Presence praktycznie przestaje działać, a brzmienie wyraźnie się zaostrza, staje sie bardziej agresywne i z oczywistych względów (+6dB) wzmacniacz gra głośniej - wymaga  to niewielkiej korekcji głośności potencjometrem Orange Master lub może być wykorzystane do głośniejszego grania partii solowej. 

Rys.5
Powrót do początku

Kanał Red Variable High Gain(Modern) - Rys.6 - zasadniczo różni się od opisanego powyżej większym, bo mającym 680p kondensatorem w obwodzie regulacji tonów wysokich (Treble). Jest to konieczne po to, aby podlegający rekonfiguracji potencjometr Presence - w kanale Red umieszczony jest on w przedwzmacniaczu, tuż za układem barwy dźwięku - mógł mieć odpowiednio wyraźny wpływ na barwę dźwięku. 

Rys.6

Kanał Red, jak wspomniałem, w normalnym trybie ma brzmienie Modern - konfigurację stopnia mocy pokazuje Rys.7a - z powodu braku pętli ujemnego sprzężenia zwrotnego. Po "sklonowaniu" do trybu Vintage - Rys.7b - pętla jest załączana, brzmienie wyraźnie łagodnieje i z oczywistych względów (- 6dB) wzmacniacz cichnie -  wymaga  to niewielkiej korekcji głośności potencjometrem Red Master lub może być wykorzystane do cichszego grania riffów. Jak widać na Rys...b) kanałowi Red w trybie Vintage dodatkowo przypisywany jest drugi potencjometr Presence, umiejscowiony w stopniu mocy (identycznie jak w kanale Orange Variable High Gain Vintage). 

Rys.7
 
Powrót do początku

Wpływ  potencjometrów  Gain - Rys.8 - na ostateczne brzmienie w obydwu kanałach charakteryzuje się dużą zależnością od położenia ich  suwaków. Wynika to z faktu, że kondensator  C2 1n wraz z odpowiednim fragmentem ścieżki rezystancyjnej logarytmicznego potencjometru 1M  tworzy prosty, ale dość radykalnie działający  filtr górnoprzepustowy. Ten wpływ jest największy w dolnym, średni w centralnym i najmniejszy w górnym położeniu suwaka. Także od wartości tego kondensatora w ogromnym stopniu zależy "charakter" uzyskanego brzmienia. Warto - eksperymentując - odłączyć go na chwilę. Praktycznie nie będzie możliwe wyraziste granie o typie staccato, ale miękkie, nieco "zawoalowane" brzmienia jak najbardziej tak. Użyteczne wartości:  470p - 2n2. Nie mniej ważny jest kondensator C1 bocznikujący rezystor 470k, tu o wartości 2n (2n2). W praktyce można zrezygnować z tych dwóch elementów, ale wówczas kondensator sprzęgający z anodą powinien mieć małą wartość 470p - 1n, a nie jak standardowo 22n.

Rys.8

Wartość C2 = 1nF nie jest obligatoryjna. Można zastosować wartości większe - 4n7, a nawet 10nF. Wówczas regulacja poziomu zniekształceń ma odmienny, bardziej równomierny w funkcji częstotliwości charakter, szczególnie przy niskich ustawieniach potencjometru Gain.

Powrót do początku

Operowanie wartościami rezystora R1 oraz wypadkowej wartości potencjometru Gain i ewentualnie bocznikującego go rezystora służy uzyskaniu odmiennych charakterów przesteru. Dla pewnego rozróżnienia tego charakteru możemy posiłkować się terminami - przester "gruboziarnisty" i przester "drobnoziarnisty". Ten pierwszy jest w zasadzie charakterystyczny dla wzmacniacza Dual Rectifier. Drugi - dla szeroko rozumianego Marshalla, z akcentem na konstrukcje współczesne typu JCM2000. Dość często z tym drugim wiązane są subiektywne określenia: "piach" lub "przester ma za dużo piachu". Czy sprawiedliwie? Pewnie rzecz gustu. Punktem wyjścia do dalszych rozważań jest to, że R1 i pot. Gain stanowią regulowany dzielnik sygnału i jednocześnie tworzą filtr górnoprzepustowy lub w pewnych określonych warunkach -  pasmowoprzepustowy (uwzględniając Rx i Cx). Oczywiste staje się więc to, że ten akurat fragment toru przedwzmacniacza w znacznym stopniu determinuje brzmieniowy efekt końcowy. Bazowa jest konfiguracja C, z rezystorem R1 = 470k i pot. Gain = 220k. W efekcie uzyskiwany dźwięk jest raczej gruboziarnisty (czasem pada określenie: "ma ten żużel w sobie" - cóż, licentia poetica :-), gainu jest nie za dużo, raczej w sam raz, choć dla ekstremistów preferujących "szatana" w dźwięku, nawet deerka ma tegoż gainu z mało. Ale! - ważna uwaga - ten konkretny efekt "gruboziarnistości" powstaje wyłącznie jako rezultat współpracy  przedwzmacniacza i końcówki mocy, odpowiednio głośno rozkręconej oraz w następstwie specyficznej interakcji pomiędzy membranami głośników i strunami gitary! Sam preamp puszczony liniowo to nieporozumienie. Warto rozpatrzeć dwa zasadnicze przypadki oraz ich dalsze warianty, jako możliwe do zaimplementowania mody. 

Konfiguracja A, w której pot. Gain ma wartość 1M charakteryzować się będzie znacznym przyrostem wzmocnienia. Do tego stopnia, że ustawienia submaksymalne, a tym bardziej maksymalne (Gain na 8-9-10) mogą już być nieużyteczne muzycznie - przy okazji wzmacniacz będzie podatny na wzbudzenia i szumy. Jednak nie stanowi to przeszkody w używaniu takiej wartości (1M), gdyż "ludzkie i świadome" ustawienia (Gain na 1-2-3-4-5-6-7) mogą zaowocować niezbędną dla określonych technik gitarowych (wyciskane flażolety, staccato, palm muting) "żyletą" i tzw. punchem, a subiektywnie wzmacniacz stanie się "szybszy" i nieznośne dla wielu gitarzystów "mulenie" na niskich tonach ulegnie znaczącej redukcji. Istotnie wzrośnie sustain, jako następstwo zwiększonego udziału wyższych harmonicznych wchodzących do przesteru. Jednocześnie czucie strun pod palcami stanie się bardziej komfortowe. Tu warto zaznaczyć, że zamierzonemu wzrostowi gainu powinno towarzyszyć zwiększenie wartości kondensatora Cx, z którego pierwotną wartością 22p warto poeksperymentować (56p do 220p). Ogólny efekt można roboczo określić "marszalizacją" preampu. 

Konfiguracja B - pot. Gain ma wartość 470k, nieomal identyczną jak w SLO100. Nadmiar gainu, charakterystyczny dla poprzedniej konfiguracji, ulega redukcji, choć będzie on nadal znacząco większy niż w konfiguracji bazowej, a zakres użyteczny rozciąga się na całą skalę (1 - 10). Jeśli jeszcze zrezygnujemy z bocznikującego suwak potencjometru kondensatora C2 1n, łatwo przychodzi do głowy określenie "soldanizacja". Rezultat to masywny, gęsty sound w całym zakresie obrotu, ze zredukowanym efektem ataku struny kostką.

Rys.9

Dodatkowe wariacje D i E, to dodanie rezystorów bocznikujących cały potencjometr Gain. Ma to na celu redukcję wzmocnienia, a tym samym zmianę charakteru przesteru w funkcji kąta obrotu potencjometru Gain. Dodanie rezystora 330k lub 1M do pot. Gain 1M, tak jak pokazane jest w pkt. D, eliminuje ów nieużyteczny zakres wzmocnienia i mimo istotnie zmienionej charakterystyki częstotliwościowo-napięciowej sprawia, że wzmacniacz zachowuje się w sposób bardziej "cywilizowany". 330k||1M daje ok. 250k, a więc tyle, co oryginalna wartość "mesowa". 1M||1M z kolei daje wypadkową wartość 500k, czyli wartość "slo". Konfiguracja E, to dalsza redukcja wzmocnienia. Wszystkie opisane kombinacje służą kustomizacji wzmacniacza zgodnie z własnym smakiem i upodobaniami.

Powrót do początku

Pops, clicks

Przykrym, a jednocześnie dość trudnym do usunięcia zjawiskiem jest wyraźnie słyszalny podczas przełączania kanałów trzask. Istnieje kilka jego przyczyn. W przypadku zastosowania typowych przekaźników elektromechanicznych głównym winowajcą jest zjawisko podobne do tego, jakie ma miejsce w cewce zapłonowej samochodu (hehe, cewka - mój ulubiony przykład). Po prostu w momencie rozłączania przekaźnika, energia zgromadzona w jego rdzeniu jako strumień magnetyczny, ulega rozładowaniu pod postacią "szpilek" o dość dużej amplitudzie, pojawiających się na zaciskach zasilających ceweczkę przekaźnika. Zwykle problem jest powikłany przez bliskość wysokooporowych, wysokoczułych obwodów siatek sterujących lamp. Tak więc cewka przekaźnika działa jak antena nadawcza, a wszelkiego rodzaju elementy bierne - jak anteny odbiorcze. Te szpilki można dość łatwo wytłumić stosując proste układy gasikowe. Co prawda termin "układy gasikowe", ściśle mówiąc, dotyczy tłumienia iskrzenia na stykach przekaźników, aaale niech tam... Najprostszy z nich, to pojedyncza dioda małej mocy, np. 1N4148 włączona równolegle do uzwojenia cewki, oczywiście w kierunku zaporowym. Pokazuje to Rys.1. Mimo takiego zabezpieczenia i tak czasami słychać kliknięcia, szczególnie wtedy, gdy przekaźnik umieszczony jest w okolicach 1-2 stopnia układu High Gain. Wówczas należy zastosować bardziej "podstępne" sztuczki. Otóż typowy przekaźnik na 12VDC należy zasilać napięciem ok. dwukrotnie wyższym, np.20-24V, a poprzez dodanie rezystora i kondensatora elektrolitycznego uzyskamy praktycznie całkowitą eliminację popsów. Zasadą jest zastosowanie rezystora o odpowiedniej mocy i wartości rezystancji równej w przybliżeniu wartości rezystancji cewki przekaźnika. Poprzez dobór pojemności kondensatora możemy manipulować stałą czasową układu. Dla typowych przekaźników o oporze cewki z przedziału 300-1200 omów odpowiedni będzie kondensator 100-22uF. Jak to działa? Otóż w chwili, gdy FS1 jest rozłączony, przez cewkę przekaźnika z oczywistych względów nie płynie prąd a kondensator 47uF nie jest naładowany. W momencie załączenia FS1 do masy najpierw przez R1 (820R) do ok. połowy napięcia zasilającego ładowany jest kondensator w czasie wyznaczonym przez stałą czasową RC. Jak wiadomo ładowanie kondensatora (w uproszczeniu) odbywa się "łagodnie" i w taki sam sposób - a nie gwałtownie - narasta prąd w cewce przekaźnika. Odwrotny proces zachodzi przy rozłączeniu FS1. Zamiast dojść do nagłego zaniku prądu w cewce, następuje równie "łagodne" rozładowanie kondensatora przez rezystancję cewki.  

Rys.1
Powrót do początku

Inną przyczyną 'popsów' są stany nieustalone w przekaźnikach. Otóż zestaw styków potrzebuje ułamka sekundy do zmiany swojego położenia i to właśnie ten moment ich "przelotu" powoduje, że na chwilę siatka sterująca triody jest pozbawiona polaryzacji (ściślej - nie jest uziemiona przez rezystor R1 (470k) i rezystancję ścieżki potencjometru Gain). Wówczas na anodzie pojawia się spory skok napięcia wzmacniany przez kolejne stopnie! Dodanie rezystora (R2) o wartości nie mniej niż 2M2 (mniejsze wartości negatywnie wpływają na jakość sygnału) w znacznym stopniu ogranicza to zjawisko. Także przenoszenie przez chassis drgań mechanicznych związanych z załączaniem przekaźników może być przyczyną zakłóceń. Warto więc stosować małe, dobrej jakości przekaźniki z Kraju Kwitnącej Wiśni. Ważna wskazówka - zasilanie przekaźnika umiejscowionego w wejściowych stopniach układu High Gain powinno odbywać się b. dobrze odfiltrowanym prądem stałym lub jeszcze lepiej - stabilizowanym - 12 lub 24VDC. Dlatego w zasilaczu np. 24VDC należy zastosować kondensator o pojemności nie mniejszej niż 4700uF, a bezpośrednio przy przekaźniku dodatkowo prosty filtr RC złożony z rezystora 47R i kondensatora 1000uF (R1/C2 - Rys.2). W przeciwnym wypadku będzie wyraźnie słyszalny przydźwięk 100Hz.

Trudnym do zidentyfikowania powodem trzasków może być fizyczna bliskość obwodów siatek sterujących i przewodów zasilających przekaźniki, a nawet diody LED na panelu kontrolnym wzmacniacza. Na to także warto zwrócić uwagę. Jednak nadal konieczne może być zastosowanie jeszcze bardziej wyrafinowanych metod.

Rys.2
Powrót do początku

Clamp, clamping  - to układ automatycznego zwierania do masy toru sygnałowego w chwili pojawienia się w nim nieporządanego impulsu zakłócającego. Podstawowym elementem w układzie z Rys.3 jest triak małej mocy, mający jednak odpowiednio czułą bramkę, tzn. potrzebujący małego prądu (ok.2-5mA) do wyzwolenia. Świetnie sprawdza sie w tej roli typ Z0107 lub trudno dostępny MAC97. Triak ten jest "translatorem" zamieniającym skoki napięcia pojawiające się na "dolnym" zacisku cewki przekaźnika (tu: punkt X) w związku z przyłączaniem go do masy za pomocą przełącznika nożnego, na pojedyncze impulsy sterujące bramką tranzystora p-FET typu J177 lub J174. Tranzystor ten z kolei zwiera punkt Y,a więc i sygnał do masy na b.krótki okres, wystarczający jednak do pozbycia się zakłóceń. Jak to działa? Załóżmy, że przełącznik FS1 (foot switch) jest rozwarty, przez cewkę RY1 nie płynie prąd, w punkcie X występuje pełne napięcie 24VDC, a kondensator C1 naładował sie do wartości 24V. Także kondensator C2 poprzez rezystor R2 (1M) naładował się do wartości 24V, przez co na bramce FET-a panuje napięcie powodujące jego zamknięcie. Z chwilą wciśnięcia przełącznika FS1 przez cewkę przekaźnika zaczyna płynąć prąd, napięcie w punkcie X spada to potencjału masy (ujemny skok napięcia). Niewielki impuls prądowy wynikający z rozładowania się kondensatora C1 poprzez bramkę triaka wyzwala go, przez co kondensator C2 jest gwałtownie rozładowywany. Spadek napięcia na kondensatorze C2 do potencjału masy dzięki dużej wartości rezystora R2 zapobiega podtrzymaniu stanu załączenia triaka, ale przede wszystkim otwiera FET-a, a ten poprzez rezystancję źródło-dren wynoszącą ok.150 omów zwiera punkt Y do masy. Triak już jest wyłączony, kondensator C2 przez rezystor R2 jest ponownie szybko ładowany do napięcia 24V powodując zamknięcia FET-a, a tym samym przywraca normalną transmisję sygnału w punkcie Y. Prawda, że proste? Najlepszym miejscem podłączenia FET-a jest suwak potencjometru Master Volume, W chwili rozłączenia FS1 zjawiska przebiegają identycznie, z tą różnicą, że tym razem triak wyzwalany jest przez dodatni skok napięcia. Nie muszę przypominać, że proces otwierania się FET-a jest synchroniczny z pojawianiem się kliknięcia. W przypadku kłopotów z wyzwalaniem bramki triaka (za mały prąd z rozładowania C1) może zaistnieć konieczność zwiększenia pojemności C1 do 220 - 330nF (większa pojemność = większy prąd wyzwalania) oraz ewentualnie C2 do 0,47 - 1uF lub nawet do 2,2uF w celu "wydłużenia" czasu clampingu - warto poeksperymentować. Można także "włączyć" dodatkowo 2-3  FET'y w innych "newralgicznych" punktach układu przedwzmacniacza (zobacz Rockmaster), a wyzwalać je wspólnie - voilla! Rolą diod D2, D3 jest zabezpieczenie FET-a przed przekroczeniem dopuszczalnego napięcia źródło-dren, wynoszącego 30V. Można także zastosować dwie przeciwsobnie połączone diody Zenera na 15V (patrz Rys.4), ale w przeciwieństwie do zwykłych diod włączonych "zaporowo" diody Zenera mają większą pojemność, co w wysokooporowych obwodach regulacji wzmocnienia może niekorzystnie wpływać na barwę dźwięku.

Rys.3
Powrót do początku

 Nieco inny, bardziej skomplikowany sposób uzyskiwania impulsów sterujących pokazany jest na Rys.4. Tu zamiast triaka zastosowano wzmacniacze operacyjne pracujące jako komparatory napięcia. Zadaniem komparatora jest porównywanie napięcia "roboczego" z napięciem "zadanym". Tak więc jedno z wejść wzmacniacza operacyjnego służy do podawania napięcia referencyjnego, a drugie -  napięcia regulacyjnego. Praktycznym skutkiem przyłożenia napięcia do wejścia regulacyjnego - zależnie od znaku tego napięcia - jest pojawienie się na wyjściu komparatora napięcia bliskiego dodatniemu lub ujemnemu napięciu zasilania (oczywiście przy zasilaniu symetrycznym). Napięcie referencyjne uzyskiwane jest poprzez jednopołówkowe wyprostowanie prądu przemiennego o nap.24V przez diodę D1 i stabilizowane na poziomie 0,6V przez diodę D3, zaś napięcie regulacyjne uzyskiwane jest poprzez również jednopołówkowe wyprostowanie przez diodę D2. W chwili zwarcia do masy dolnego końca rezystora R3 (820R) przełącznikiem nożnym FS1 na wejście nieodwracające (+) wzmacniacza operacyjnego przestaje być podawane dodatnie napięcie regulacyjne, przez co na jego wyjściu pojawia się skok napięcia z ok.-15VDC na ok. +15VDC. Ten skok "tłumaczony" jest przez klucze diodowe i ciekawy układ uniwibratora opartego o opamp U2 - każdorazowe załączenie i rozłączenie  FS1 powoduje pojawianie się na wyjściu U2 impulsów trwających ok. 60ms i mających amplitudę 30V. Te impulsy z kolei otwierają FET-a Q1 na okres czasu wystarczający do "wycięcia" impulsów zakłócających. Stopień triodowy V1 jest ostatnim stopniem pomocniczym przedwzmacniacza. 

Rys.4

Powrót do początku

A oto kolejna, wymyślona tym razem przeze mnie, wersja klampu. Prościej chyba być już nie może. Okazuje się, że był sobie taki sprytny transoptor, np. TLP620 lub CNY71, który "siedział cicho i nic nie mówił". Jak widać na poniższym Rys.5 zamiast typowo - pojedynczego LED-a wewnątrz układu, mamy dwa, połączone przeciwsobnie. Taki transoptor zasadniczo przeznaczony jest do sterowania prądem przemiennym. Oczywiście można go także sterować prądem stałym, i to w obydwu kierunkach. Ta szczególna właściwość TLP620 umożliwia zastosowanie go w układzie "wycinacza". Cóż bowiem dzieje się w trakcie pracy układu? Otóż źródłem zasilania obydwu LED-ów jest kondensator C1 o empirycznie ustalonej wartości 10u - 47u. Jego doładowywanie i rozładowanie powoduje, że naprzemiennie świeci - błyska (czego oczywiście nie widać) raz jeden a raz drugi LED - przy zwarciu FS1 ten prawy, przy rozłączeniu FS1 - ten lewy. Rezystor R3 560R-680R poprawia naprzemienność błysków oraz czas ich trwania. Każdorazowo następuje więc chwilowe, zależne od wartości C1 otwarcie tranzystora npn, a więc gwałtowny spadek jego rezystancji z pow. 20M do ok. 200 - 300R. Działanie TLP620 przypomina więc działanie triaka. BTW szkoda, ze nikt nie "popełnił" czegoś na modłę H11F1 właśnie z dwoma LED-ami.....

Rys.5

Powrót do początku

Poniższy Rys.6 pokazuje ulepszoną wersję układu. Tu elementem wykonawczym jest p-fet J177. Oczywiście można zastosować typowego n-feta BF245, 2SK30A, 2SK117, itp., po przełożeniu R2 10k do dolnej -15V gałęzi i odwróceniu D2. Celem dwubiegunowego zasilania tranzystora npn jest wyeliminowanie pewnej "wrednej" właściwości fetów z niskim (rzędu 0,5-2V) napięciem odcięcia. Zastosowanie J174 rozwiązuje kłopot (jego napięcie odcięcia to ok. 5-10V), ale jest on trudno dostępny. W takiej konfiguracji, dzięki właśnie dwubiegunowemu zasilaniu i diodzie D2 nawet "bylejaki" fet będzie zawsze w pełni otwierany (patrz Rys.4 lub typowe przełączniki w stomp-boxach). Układ działa arcyskutecznie. Poprzez dobór wartości R1 i C1 wyznaczamy czas trwania klampingu - zależnie od potrzeb i typu posiadanego transoptora.

Rys.6

Powrót do początku

 

Rys.6

Jeszcze jeden, ciekawy, bardzo skuteczny układ, stosowany we wzmacniaczach Engl. Zamiast triaka lub innych wydumanych rozwiązań zastosowano kondensatory i diody. Aby uzyskać symetrię "impulsu klampującego", a tym samym dużą jego skuteczność, dodano obwód z tranzystorem T1, którego zadaniem jest uzyskiwanie w punkcie Y impulsu identycznego co do amplitudy i szerokości  z impulsem w punkcie X . Dlaczego? Otóż opisane powyżej układy miały jedną wspólną wadę. Owszem, wadę o różnym nasileniu, ale nieco dokuczliwą - a mianowicie różne czasy trwania i różne amplitudy "impulsu klampującego" tworzonego podczas załączania footswitcha (FS) i jego rozłączania. A to z kolei rzutowało na większą lub mniejszą skuteczność klampingu, odpowiednio dla FS_on i FS_off. Powyższy układ jest pozbawiony tej wady i to właśnie dzięki obwodowi z T1. Istotnym usprawnieniem działania układu jest dodanie kondensatora CX. Dzięki niemu impulsy klampujące podawane na bramkę feta T3 mają łagodniejsze zbocza, jednocześnie ulegając niewielkiemu opóźnieniu i wydłużeniu, co znacznie lepiej koreluje z momentami zadziałania przekaźnika(ów), a tym samym "popsy" skuteczniej są wycinane. Pojemność kondensatora należy dobrać wg własnego uznania. Wartości 4u7-10u wydają się być optymalne. W przypadku większej niż jeden liczby przekaźników (np. wzmacniacze trzykanałowe), układ łatwo można rozbudować poprzez dodanie kolejnych identycznych obwodów, co symbolizują diody D5,6,7,8. 

Powrót do początku

Foot Switch, footswitching - przełączanie kanałów i nie tylko...

Niełatwo dokonać zgrabnej systematyki tematu. W najwcześniejszych (lata 50-60 XXw.), prostych z dzisiejszego punktu widzenia modelach wzmacniaczy, przełącznik nożny służył załączaniu jedynie układu pogłosu sprężynowego (Reverb), a w modelach bardziej rozbudowanych także układu amplitudowej modulacji dźwięku (Tremolo). Na przestrzeni lat wraz ze wzrostem oczekiwań gitarzystów i towarzyszącą im, nieustanną rozbudową obwodów pomocniczych wzmacniaczy gitarowych, "nożne przełączanie" stało się nieomal normą. Przełączaniu podlega szerokie spektrum funkcji, często także takich, z których istnienia nie zdajemy sobie sprawy. W praktyce, we wzmacniaczu "domowej roboty" przełączać można wszystko. To już tylko kwestia potrzeb, wyobraźni, gustu, itd., itp... Cyfryzacja niektórych wzmacniaczy wymusiła zaprzęgnięcie do funkcji "przełącznika" systemu Midi, aczkolwiek za jego pomocą można dokonywać przełączeń we wnętrzu także tych  "tradycyjnych". We wszystkich przypadkach, niezależnie od modelu, wspólnym mianownikiem pozostaje nadal "wyprowadzony"  za pomocą kabla poza piec - co najmniej jeden lub kilka - przełącznik bistabilny (on/off - dwustanowy) lub monostabilny (on - chwilowy) umieszczony w solidnej, wytrzymałej mechanicznie obudowie. Istnieją więc proste "jedno-, dwuguzikowce", te z pięcioma przyciskami - do gitary i do basu, i istnieją bardzo rozbudowane konstrukcje (custom foot controller) przypominające parapet nafaszerowany przyciskami i elektroniką (np. Abacus Mesa/Boogie Triaxis Preamp, Bob Bradshaw Switching System). Sam przełącznik nożny oczywiście nie przenosi sygnału akustycznego. Jego rolą jest jedynie dokonywanie za pomocą co najmniej dwóch stanów napięcia stałego, w mniej lub bardziej skomplikowany sposób załączania umieszczonych wewnątrz wzmacniacza przekaźników. I to dopiero one wykonują całą robotę. Istnieje obecnie cała gama przkaźników elektromechanicznych ("zwykłe", kontaktronowe) i półprzewodnikowych (MOSFET, FET, OpAmp) sterowanych napięciem lub światłem (LDR). Bardzo popularne w tych zastosowaniach są fotorezystory oświetlane diodami LED. Kwestia zastosowania określonego typu przekaźnika staje się często przedmiotem ostrych polemik. "Puryści" wykluczają zastosowanie w torze akustycznym jakichkolwiek pólprzewodników, preferując te elektromechaniczne, jako nie mające istotnego wpływu na dźwięk. "Liberałowie" zaś dopuszczają stosowanie pozostałych, co znajduje potwierdzenie w konstrukcjach naprawdę wielu udanych modeli. Ba! Zdarzają się również opinie skrajne - NO ANY FOOTSWITCHING !!!

Rys.
Powrót do początku

W początkowych etapach drogi, jaką przeszły wzmacniacze gitarowe, tak naprawdę niczego nie "przełączano". Raczej "załączano". Na poniższym Rys... pokazany jest układ pogłosu sprężynowego, charakterystycznego dla konstrukcji Fendera . Typowa jest jego lokalizacja - signal in, to wyjście przedwzmacniacza, signal out, to wejście odwraczacza fazy stopnia mocy. Składa się on z dwóch równoległych torów: a) biernego - rezystora 4M7 wraz z kondensatorem 10p oraz b) aktywnego - "nadajnika" (reverb drive) złożonego z równolegle połączonych triod V1 i V2 (12AT7/ECC81) wraz z transformatorem o przekładni obniżającej , przetwornika pogłosowego (reverb unit) i "odbiornika" (reverb recovery) V3  (7025/ECC83). Analiza poniższego układu pokazuje, że przełącznik nożny (Ft.Sw.) obsługujący układ pogłosu sprężynowego, po prostu zwiera do masy punkt sygnałowy - siatkę sterującą V3. Tym samym uniemożliwia istnienie transmisji sygnału, równoległej do rezystora 4M7. Potencjometr P1 reguluje poziom sygnału "opóźnionego"(wet) w stosunku do sygnału czystego (dry).

Rys.
Powrót do początku

Na identycznej "zasadzie zwierania do masy ważnego punktu" działa układ amplitudowej modulacji sygnału (Tremolo). Co prawda Leo Fender używał niezmiennie nazwy Vibrato, co jak wiadomo oznacza raczej modulację częstotliwościową sygnału. Jednak jak na Geniusza przystało, Leo the Great był człowiekiem niekonwencjonalnym - Jemu wolno było! Przedstawiony prosty generator sinusoidalny, w układzie z przesuwnikami fazy, "zatrzymywany" jest przez podanie sporego ujemnego napięcia (ok.-40V) na siatkę sterującą V1. To napięcie, poprzez rezystor 2M2 i 1M doprowadza do "zatkania" V1. Przełącznik nożny Ft.Sw. poprzez zwarcie do masy owego niskiego napięcia, a jednocześnie poprzez uziemienie obydwu rezystorów 1M przywraca normalne warunki pracy generatora - od ułamka do kilku herców, regulowane za pomocą potencjometru P1 (speed). Trioda V2 działa jako wzmacniacz i separator sygnału, zasilającego lampę jarzeniową LP, która z kolei oświetla fotorezystor PR. Za pomocą potencjometru P2(depth) ów fotorezystor może być płynnie załączany w tor akustyczny. Pewien rodzaj dzielnika sygnału stanowi impedancja stopnia triodowego zasilającego signal in wraz z kondensatorem 100n (górny człon) oraz sam potencjometr P2 (dolny człon). Bocznikowanie więc potencjometru P2 zmieniającą się cyklicznie rezystancją fotorezystora generuje efekt tremolo. Przez rezystor 220k sygnał kierowany jest do odwracacza fazy - signal out

Rys.
Powrót do początku

Elementem doskonale nadającym się do różnych, modyfikujących układ przedwzmacniacza sztuczek jest tranzystor polowy FET, oznaczany także jako JFET (Junction Field Effect Transistor). W handlu dostępna jest cała masa różnych fetów, jednak do naszych potrzeb najlepiej nadają się tzw. switch lub chopper fet. Są to specjalnie do tego celu przeznaczone tranzystory, charakteryzujące się zazwyczaj małym lub bardzo małym oporem w stanie włączenia, wynoszącym ok. 20 - 100R, oraz pełną zamiennością źródła i drenu. Zastosowanie fetów o przeciwstawnej polaryzacji bramki n i p oraz możliwość sterowania tych bramek - zależnie od potrzeb - napięciem dodatnim lub ujemnym pokrywa nieomal wszystkie wymagane we wzmacniaczu "kombinacje". Takie fety można dowolnie zestawiać uzyskując przełączniki typu SPST (single pole, single throw), SPDT (single pole, dual throw), DPDT (dual pole, dual throw), a do tego NO (normally open) lub NC (normally coupled), itd., itp. Sztandarowymi przedstawicielem typu NFet jest seria J111, J112 i J113. Z kolei PFet - seria  J174, J175, J176, J177. Te tranzystory są tanie - cena ok. 1zł. Niemniej świetny jest NFet 2N4391 (mój ulubiony) , ale - cholera - zdrożał (ok.8zł!). Na poniższym Rys. pokazane są podstawowe konfiguracje "elementarnego klucza analogowego". Jak to działa? Dla "słabszych" - NFet przypomina triodę próżniową i tak też z grubsza się zachowuje. Jeśli jego bramka (G) zostanie spolaryzowana napięciem ujemnym względem źródła (S), to przestrzeń dren-źródło (D/S) zachowuje się jak rozwarty przełącznik SPST - oporność pomiędzy drenem a źródłem sięga wartości powyżej 100 megaomów. Przy napięciu na bramce równym napięciu źródła rezystancja przestrzeni dren-źródło spada do wartości kilkudziesięciu omów. Tak więc ujemne napięcie na bramce zatyka NFeta. Podobnie zachowuje się tranzystor PFet, z tą różnicą, że do jego przełączania w stan zatkania używane jest napięcie dodatnie względem źródła. Wspólną zaś cechą obydwu typów tranzystorów jest to, że zerowe względem źródła napięcie lub - ściślej - bliskie zeru je otwiera. Do poprawnej pracy układu klucza analogowego niezbędne jest dodatkowe użycie diody włączonej w obwód bramki, np. 1N4148 albo jeszcze lepiej BAT82, której zadaniem jest zapobieganie jej przepolaryzowaniu w kierunku przewodzenia. Tak więc, mimo że napięcie regulacyjne zmienia się z +15 na -15V, to na bramkę NFeta "trafia" już  tylko ok. +0,07 do -13,4V. Dla NFeta jest to napięcie od ok. +13,4 do -0,07V. Na poniższym Rys.1 pokazane są układy klucza sterowane napięciem bipolarnym - +/-15VDC. Rezystor R1 1M i kondensator C1 47nF stanowią prosty układ o stałej czasowej RC umożliwiającej płynne, bezstukowe przełączanie feta.

Rys.1
Powrót do początku

W układzie konkretnego przedwzmacniacza często zachodzi  konieczność zastosowania klucza typu NO lub NC w różnych kombinacjach oraz możliwość sterowania nimi napięciem unipolarnym, np. albo tylko +15VDC albo tylko -15VDC. Temu służy prosta metoda "podwieszenia" bramki pod konkretne napięcie stałe, np. za pomocą rezystora 10k. Uzyskujemy w ten sposób niezbędne, pożądane kombinacje.

Rys.2
Powrót do początku

Poniższy Rys.3 pokazuje jak wykorzystać fety do modyfikowania właściwości stopni lampowych wzmacniacza gitarowego. Zastosowanie NFeta J111 uzasadnione jest tu jego bardzo niską rezystancją w stanie włączenia, bo wynoszącą zaledwie ok.19-20R (wg. katalogu Ron<30R). Rolą tranzystora Q1 jest zwieranie siatki triody V1. Jest to często niezbędne, jeśli wzmacniacz ma dwa lub więcej osobnych kanałów i zależy nam na absolutnej redukcji przenikania pomiędzy nimi. Takie historie zdarzają się szczególnie często, gdy równolegle przełączamy pomiędzy kanałem Clean i Lead. Ten drugi potrafi nieźle siać poprzez różne nieuniknione pojemności istniejące pomiędzy elementami oraz ich fizyczną wzajemną bliskość. Tak więc Q1 skutecznie "wygłusza" nieużywany aktualnie kanał. Tranzystor Q2 służy z kolei do zmiany wzmocnienia stopnia triodowego poprzez załączanie lub odłączanie od katody kondensatora C1 1uF bocznikującego rezystor katodowy R2 1k8.

Rys.3
Powrót do początku

Poniższy Rys.4 ilustruje sposób włączenia do układu lampowego "jakiegoś dziwnego modu". Może to być układ typu tone-shaping, booster, graphic equalizer, itp., załączany automatycznie na konkretny kanał. Z "elementarnych kluczy analogowych" zestawiamy przełącznik pokazany w uproszczeniu po prawej stronie rysunku. Dla poprawnej pracy całego układu konieczne jest zastosowanie transformatora impedancji Q1 czyli wtórnika źródłowego. Najlepszy do tego celu wydaje się być poczciwy 2SK30A, mający bardzo małe szumy własne [zna ktoś coś lepszego?  ;-) ]. Rezystory R1-4 polaryzują źródła i dreny potencjałem masy. Kondensatory C1-4 oddzielają ewentualną składową stałą. C5 jednak musi mieć dużo mniejszą niż zwykle wartość (np. 33nF) lub można z niego zupełnie zrezygnować. A to dlatego, że stany przejściowe przy C5>10nF są na tyle długie, ze może dochodzić do wzbudzania się drgań modu jako rezultatu chwilowego zaistnienia dodatniego sprzężenia zwrotnego pomiędzy jego wejściem a wyjściem.

Rys.4
Powrót do początku

Jeszcze jeden przykład - tym razem wykorzystania dwóch identycznych fetów sterowanych napięciem unipolarnym - do np. przełączania kanałów, reverbu lub potencjometrów Master Volume. Układ jest b. prosty, a zarazem "wygodny" i w zasadzie nie wymaga szczegółowego omówienia. Cały problem sprowadza się do odpowiedniego "wkonfigurowania" tranzystorów n-fet J112. Sterowanie odbywa się poprzez przyłożenie napięcia -15V - zatkane są obydwa tranzystory Q1 i Q2 a sygnał  z potencjometru P1 swobodnie przechodzi do wyjścia, podczas gdy  potencjometr P2 zablokowany jest wielką rezystancją Q2. Po przyłożeniu potencjału 0V obydwa fety przewodzą. Tym razem sygnał z górnego końca potencjometru P1 jest zwierany do masy, a więc nie pojawi się na wyjściu. Natomiast przewodzący Q2 swobodnie przepuszcza sygnał z P2 do wyjścia.........

Rys.5
Powrót do początku

Tone Shaping - korekcja sygnału "wchodzącego" do przesteru

Jak wspomniałem w rozdziale "Przedwzmacniacz", w celu uzyskania odpowiedniego dźwięku przesterowanego, konieczne jest dokonanie wstępnej, amplitudowo-częstotliwościowej korekcji sygnału z gitary, który celowym zniekształceniom ma ulec dopiero w kolejnych stopniach preampa. Taka korekcja konieczna jest z kilku powodów. Podstawowy problem, to zróżnicowana amplituda sygnału generowanego przez poszczególne struny. Wiolinowe, jako cienkie, a więc mające małą "masę drgającą", nie wzbudzają w przetworniku tak mocnego sygnału, jak ma to miejsce w przypadku strun basowych. W związku z tym liniowe wzmocnienie, a następnie ograniczenie sygnału w preampie spowoduje sytuację, w której "basy" będą całkiem nieźle przesterowane, a "góra" prawie czysta, pozbawiona sustainu. Sprawy nie załatwi zwykłe "podkręcenie" potencjometrem Gain, gdyż w takiej sytuacji, owszem, wioliny będą już nieźle przesterowane, ale basy z kolei doprowadzą do powstania zniekształceń intermodulacyjnych, zwanych swojsko muleniem. Analogicznie do korekcji stosowanej w gramofonach wyposażonych we wkładkę dynamiczną, należy dokonać wyrównania amplitud dla poszczególnych zakresów pasma, a w praktyce - wzmacniać wyższe częstotliwości bardziej niż częstotliwości niskie. Zakres, głębokość, rozwiązania układowe korekcji wynikają ze złożoności konkretnego typu przedwzmacniacza (ilość stopni, ogólne wzmocnienie) oraz "założeń brzmieniowych" (Clean, Crunch, Lead) leżących u podstawy jego projektu. 

Praktycznie jakiejkolwiek korekcji pozbawiony jest typowy, "fenderowski" preamp typu Clean. Obydwa stopnie nieomal liniowo przenoszą całe użyteczne pasmo akustyczne dzięki dużym (22uF) kondensatorom blokującym rezystory katodowe ("fenderowska wartość"). Można oczywiście wprowadzić elementy modyfikujące, zazwyczaj "rozjaśniające" brzmienie (Bright, Brilliance Switch) lub pogłębiające basy i tony średnie (Deep, Mid Boost, Lo Mid), tak jak pokazano to tu

Rys.
Powrót do początku

Na poniższym Rys... pokazany jest uproszczony schemat przedwzmacniacza Marshall JCM800. Jak widać rezystor katodowy V1 ma wartość 2k7. Gdyby nie był równolegle do niego  podłączony kondensator 680nF, to wzmocnienie tego stopnia byłoby mniejsze niż w analogicznym stopniu wyposażonym w rezystor katodowy 1k5, ze względu na występowanie na tym rezystorze ujemnego prądowego sprzężenia zwrotnego, ograniczającego wzmocnienie. Tak mała wartość kondensatora ("marszalowska wartość") likwiduje to ujemne sprzężenie, ale tylko dla częstotliwości średnich i wysokich, pozostawiając je nadal dość silnym dla częstotliwości niskich. Zastosowanie rezystora o wartości 2k7 ma na celu uzyskanie większej "stromości" charakterystyki. Z kolei elementy R2/C2, P1/C3, R4/C4 działają jako górnoprzepustowe filtry RC ułatwiające przenoszenie częstotliwości średnich i wysokich do kolejnych stopni przedwzmacniacza. Bez kondensatorów C1, C2, C3, C4 brzmienie  byłoby matowe, pozbawione charakterystycznej dla Marshalla drapieżności. Znajdujący się na wejściu rezystor 68k dzięki istnieniu tzw. pojemności Millera ogranicza tendencję do wzbudzeń i szumów (hiss), działając jak "łagodny" filtr dolnoprzepustowy.

Rys.
Powrót do początku

We wzmacniaczach Orange, "odpowiedzialnych" za klasyczne brytyjskie brzmienie, stosowano dość niezwykły regulator oparty o sześciopozycyjny przełącznik obrotowy opisywany na panelu czołowym jako FAC (Frequency Analysing Control). Jak widać na Rys... jego rola sprowadzała się do skracania lub wydłużania łańcucha kondensatorów łączących drugi i trzeci stopień triodowy, a w rzeczywistości do zwiększania lub zmniejszania pojemności sprzęgającej obydwa stopnie. Istotną rolę odgrywa tu oporność jaką od strony masy "widzi" zestaw kondensatorów . Tak więc to rezystory 100k w baaardzo prostym obwodzie pętli echa wyznaczają stałą czasową RC filtru, a tym samym częstotliwości przypisane poszczególnym położeniom przełącznika. Na marginesie - tego rodzaju pętla (bez buforowania) była zmorą ówczesnych gitarzystów, gdyż wybitnie negatywnie (sucks signal, tonekiller) wpływała na jakość sygnału  przechodzącego do kolejnych stopni wzmacniacza, zwłaszcza gdy zewnętrzne obwody miały małą impedancję wejściową i wyjściową. 

Rys.
Powrót do początku

Dość często stosowanym sposobem korekcji w układach o dużym wzmocnieniu jest zastosowanie umieszczonego za pierwszym stopniem triodowym typowego trójpasmowego regulatora barwy dźwięku (Treble, Middle, Bass) lub jego "ufiksowanej" wersji, a więc nie z potencjometrami, ale z odpowiednio dobranymi rezystorami, symulującymi określone położenia poszczególnych potencjometrów, zazwyczaj Treble 50%, Mid 100%, Bass 0-25%. Klasycznym przykładem jest "seria" wzmacniaczy Mesa Boogie Mark I...IV, Subway Rocket, w pierwszym przypadku oraz model Mesa Boogie Maverick, Marshall JCM900 Dual Reverb (jego pólprzewodnikowy przedwzmacniacz), JCM2000 Super Lead i Peavey 5150 (w obydwu bardzo rozbudowana) w drugim. Ufiksowane korekcje znajdują się także w wielu konstrukcjach półprzewodnikowych, zarówno we wzmacniaczach jak i samodzielnych przedwzmacniaczach (np.Marshall JMP1), multiefektach i pospolitych kostkach podłogowych (stopmbox). W takiej sytuacji zestaw przełączników wyprowadzonych na panel kontrolny wzmacniacza lub wewnętrzne układy przekaźników dokonują odpowiedniej regulacji poprzez przełączanie starannie dobranych pod kątem wartości elementów.

Jak widać na poniższym rysunku, we wzmacniaczu MB Mark IV zastosowano dwa osobne układy kształtujące charakterystykę częstotliwościową kanału Rhythm 1 i 2 oraz Lead. Rezultaty były niezłe, ale wielu gitarzystów pokpiwało z "ogromnej" ilości gałek (tu nie uwidocznionych!) tego wzmacniacza i konieczności mozolnego 'tweakowania' zanim uzyskało się dobre brzmienie.

Rys.
Powrót do początku

We wzmacniaczu MB Maverick w kanale Lead mamy układ ufiksowanej korekcji pomiędzy pierwszym a drugim stopniem. Już pobieżna analiza wartości zastosowanych rezystorów wskazuje na ustawienie Treble na 50%, Mid 100% i Bass 10-15%.

Rys.
Powrót do początku

Podobne rozwiązanie zastosowano w półprzewodnikowym przedwzmacniaczu pieca Marshall JCM900 Dual Reverb, posiadającego oczywiście  lampową końcówkę mocy. Obcięcie sygnału następuje tuż przed układem korekcji w zwykłym, krzemowym mostku prostowniczym Graetza z włączoną w jego przekątną równie zwykłą diodą. Jest to więc przykład wyjściowego tone shaping.

Rys.
Powrót do początku

We wzmacniaczu Marshall JCM2000 Super Lead zastosowano złożony i automatycznie przełączany układ korekcji. Przełączanie związane jest oczywiście ze zmianą kanałów tego wzmacniacza, którym symbolicznie odpowiada V2 i V3.

Rys.
Powrót do początku

Kanał Clean przedwzmacniacza Marshall JMP-1 także posiada tego rodzaju korekcję. Tranzystor polowy dokonuje przesunięcia pasma - zwiększa lub zmniejsza udział basów w korygowanym sygnale.

Rys.
Powrót do początku

Często funkcje aktywnych korektorów spełniają wzmacniacze operacyjne, zapewniające znacznie większą "dobroć" i elastyczność wykonanych z ich zastosowaniem filtrów. Przykładem bardzo udanej konstrukcji pólprzewodnikowej jest kostka f-my Boss Metal Zone MT-2, a wcześniej (prawdopodobnie) DOD FX69 Grunge. W obydwu przypadkach zastosowano identyczny rodzaj stromego filtru pasmowego z zastosowaniem wzmacniacza operacyjnego, w którego obwodzie ujemnego sprzężenia zwrotnego umieszczono obwód rezonansowy na tranzystorze i kilku elementach RC. Działanie tego filtru przejawia się głównie na selektywnym podbijaniu częstotliwości ok.900-1000Hz z jednoczesnym, b. silnym tłumieniem pozostałych.

Rys.

Powrót do początku

Zewnętrznym elementem korekcji, wbudowanym bezpośrednio do gitary, może być jeden z wielu rodzajów boosterów oferowanych przez producentów sprzętu gitarowego. Jackson Middle Booster adresowany jest do amatorów ciężkiego, "gęstego" harmonicznie przesteru. Mimo prostoty spełnia swą rolę znakomicie. Nie tylko zaskakująco dobrze ożywia niemrawe przestery półprzewodnikowe, ale także lampowe!!! Wskazówki konstrukcyjne znajdują się w dziale Schematy (packet.zip).

Rys.

Powrót do początku

W przypadku wzmacniaczy lub rozbudowanych preampów o radykalnych, zdecydowanych brzmieniach, oprócz korekcji wejściowej, stosowana bywa korekcja wyjściowa. Dotyczy to zwłaszcza układów generujących masywne zniekształcenia, gdzie tradycyjny trójpasmowy korektor barwy nie spełnia należycie swojej roli  lub sytuacji, w której jeden z elementów toru akustycznego jest z przyczyn konstrukcyjnych mniej wydolny, jak ma to miejsce w przypadku małych obudów  piecyków typu combo. Chodzi wówczas o nadanie brzmieniu nieco większej "potęgi" - piecyk nikczemnej postury może dostarczyć niezgorszego mięska! Przykładem niech będą dwa układy f-my Mesa Boogie - programowany przedwzmacniacz Triaxis i combo Subway Rocket. W obydwu zastosowano "ufiksowany" układ korektora graficznego, który fabrycznie, poprzez dobór odpowiednich wartości elementów LRC został zaprogramowany na określone brzmienie. Zasadnicza różnica sprowadza się do tego, że w Triaxis możliwe jest cyfrowe sterowanie w dość szerokich granicach stopniem podbicia tonów niskich i "górnego środka" poprzez zmianę wartości oporu odpowiedniego LDR'a. W Subway Rocket można jedynie załączyć/wyłączyć układ korekcji za pomocą przełącznika dźwigienkowego umieszczonego na przednim panelu. Faktycznie, ten niewinnie wyglądający wzmacniaczyk może zaskoczyć "siłom i godnościom osobistom" brzmienia.


 

Extra gain, dynamic & edgy

Prostą sztuczką modyfikującą charakter zniekształceń uzyskiwanych w preampie typu Soldano/Dual Rectifier jest dodanie "dynamicznego" obwodu ujemnego sprzężenia zwrotnego w trzecim stopniu wzmacniającym. Aby zrozumieć działanie tego modu należy przywołać przykład odwracacza fazy z dzielonym obciążeniem (distributed load inverter) - lewa strona Rys.... Jak wiadomo, na rezystorach inwertera - katodowym i anodowym - mających tę samą wartość (tu: R1=R2=100k), pojawiają się zmienne napięcia równe co do amplitudy, ale odwrócone w fazie. Tak się składa, że stopnień V3 bardzo przypomina układ inwertera dzięki dużej, bo równej 39k wartości rezystora katodowego. Zatrudnijmy więc jedno z tych napięć do pracy! Otóż w trzecim stopniu wzmacniającym (prawa strona rysunku), to "dolne" napięcie odkładające się na rezystorze katodowym R2=39k jest "bezpowrotnie tracone" na ujemne sprzężenie zwrotne pomiędzy masą a siatką sterującą V3 (vide: wtórnik katodowy) i ma wielkość rzędu 20-30V(!) przy w pełni wysterowanym preampie. Zastosowanie więc jakiegokolwiek "samodzielnego" kondensatora bocznikującego R2 gwałtownie zwiększy (nadmiernie) wzmocnienie tego stopnia, wraz ze zwiększeniem poziomu szumów, wzrostem mikrofonowania, etc. Aby więc zniwelować te niekorzystne tendencje i zredukować wielkość uzyskanego "nagle" wzmocnienia należy szeregowo z dodatkowym kondensatorem połączyć rezystor R3=10k. Jednak dopiero zastosowanie przeciwsobnie połączonych diod LED daje "efekt dynamicznie zwiększającego się wzmocnienia". Jak to działa? Bardzo prosto. Diody LED zaczynają przewodzić dopiero od napięcia ok. 2V (zwykłe 1N4007 od ok. 0,6V, tu: trochę za mało), w związku z czym, przy braku sygnału z gitary stopień zachowuje się praktycznie dokładnie tak samo, jakby nie było rezystora R3 10k i kondensatora C3 4n7-6n8  (dobrać wg upodobań). Nie ma więc wymienionych wyżej negatywnych zjawisk. W punkcie X występuje "pełne" napięcie sygnału przyczyniające się do redukcji wzmocnienia stopnia V3. Na szczęście szumy własne przedwzmacniacza oraz przydźwięk sieci mają w punkcie X amplitudę mniejszą niż 2Vp-p, a więc nie są dodatkowo wzmacniane. Dopiero po uderzeniu w struny amplituda sygnału użytecznego w punkcie X wzrasta do wartości znacznie wyższej niż 2V - diody zaczynają przewodzić i niejako "przyłączają" kondensator C3 do masy, przez co wzmocnienie stopnia V3 dla wyższych częstotliwości jest znacznie większe - dźwięk staje się bardziej dynamiczny, szczególnie przy "niskich" ustawieniach potencjometru Gain oraz wyraźnie zaostrzony (more edgy), niwelując tę swoistą, podnoszoną przez wielu gurus, "wadę" DR'a. W rezultacie znacznie łatwiej jest grać techniką staccato, a palm muting jest wreszcie naprawdę czaderski... Opisany "mod" ma tę zaletę, że nie wpływa na brzmienie w trybie Clean Rhythm. Przełącznik SW1 opisany jako Edge, połączony z resztą układu dwużyłowym przewodem ekranowanym można umieścić na przednim bądź tylnym panelu. Warto poeksperymentować z kondensatorem C2(1n) bocznikującym rezystor anodowy R1(100k). Od wielkości także tego kondensatora w dużym stopniu zależy, czy "ogólne czucie" gitary jest bardziej miękkie czy twarde. Przyjęta arbitralnie przez M.Soldano i R.Smitha wartość 1n może być z powodzeniem zarówno zmniejszona do 470-220p (a nawet  można kondensator usunąć), jak i zwiększona do 1n5, 2n2, czy 3n3(!) - zależnie od własnych upodobań. Ten kondensator bywa przedmiotem ostrych polemik, czy jego wpływ jest pozytywny czy negatywny. Małe wartości (<470p) lub zupełny brak kondensatora dodaje do dźwięku bardzo charakterystycznej "żylety". Wartości większe (>1n5) wyraźnie "zaokrąglają", zmiękczają barwę.

Rys.
Powrót do początku

Elementem wyjątkowo silnie wpływającym na charakter ogólnego brzmienia jest kondensator sprzęgający pierwszy i drugi stopień triodowy C1, tu 10n. Typowa, fabryczna wielkość to 20n. Przy takim kondensatorze, niestety, można zapomnieć o tzw. twardym ataku, czyli b.wyraźnie zaakcentowanym uderzeniu kostką w strunę. Wszelkiego rodzaju szybkie zagrywki brzmią "lejąco", technika staccato wypada fatalnie. Dzieje się tak wskutek "przenikania" do kolejnych stopni wzmacniających nadmiernej ilości niskich składowych sygnału. Proste eksperymenty doprowadziły do ustalenia - jako optymalną  - wartość kondensatora z przedziału 470p-1n, tu C2 - połączony szeregowo z C1. W przypadku różnych przetworników może sprawdzić się wartość C2 = 2n, a nawet 3n. Aby zachować oryginalną zdolność wzmacniacza do przenoszenia szerokiego pasma częstotliwości proponuję prosty "mod" oparty o fotorezystor PR1 (RPP131) i diodę LED (czerwoną superjasną). Przełącznikiem SW1 załączamy LED'a, który oświetlając fotorezystor powoduje spadek jego oporu z klikudziesięciu megaomów do kilku kiloomów, niwelując całkowicie wpływ C2 na dźwięk. W trybie Orange Clean Rhythm wpływ kondensatora C2 jest na szczęscie pomijalny z powodu "wzrostu" wartości rezystora R1 z 470k do 2M2 (wzrost stałej czasowej RC). Zastosowanie fotorezystora ma tę zaletę, że jest on "neutralny" dla sygnału, a obwód LED'a pozostaje bez jakiegokolwiek nań negatywnego wpływu. Sposób wykonania elementu LED/PR1 opisany jest w dziale Schematy (LDR.gif). Dodatkowym "modem" jest przełącznik SW2. Służy on do zmiany udziału "średnicy" w generowaniu dźwięku przesterowanego. Jak widać oryginalna wartość kondensatora katodowego C3 została zmniejszona do 470n. Ponadto nie jest to typowy "elektrolit", ale kondensator styrofleksowy lub jeszcze lepiej polipropylenowy, a to w celu poprawy odpowiedzi w zakresie górnych częstotliwości. Dopiero kondensator elektrolityczny C4 załączany właśnie za pomocą SW2 przywraca oryginalną wielkość pojemności katodowej. Obydwa "pstryczki" można ulokować na tylnym panelu wzmacniacza. Ufff.........

Rys.
Powrót do początku

HEADROOM SWITCH

Ten wyjątkowo prosty "mod" nawiązuje do opisanych w dziale "Przedwzmacniacz" zmian charakteru brzmienia  wynikających z zasilania preampa napięciem 'normalnym' (tj. wysokim, ok.+400V) i obniżonym do ok. połowy. Od strony technicznej jest to operowanie charakterystyką siatkową triody, która przy wysokim napięciu ulega "przesunięciu w lewo" a jej prostoliniowy odcinek ulega wydłużeniu - krzywa A. Wzrasta także wzmocnienie poszczególnych stopni, a tym samym sumaryczne wzmocnienie całego układu. Indywidualnie, poszczególne stopnie triodowe przenoszą sygnał z mniejszą ilością harmonicznych parzystych, jednocześnie z większą dynamiką, łącznie dają jednak brzmienie nieco twarde, ostre, a struny odczuwane są jako "sztywne". Jest to następstwem dominowania w sygnale nieparzystych harmonicznych generowanych przez triody zasilane wysokim napięciem. Po obniżeniu napięcia zasilającego do ok. 1/2 napięcia wyjściowego, tj. do 200-210V, charakterystyka siatkowa ulega "przesunięciu w prawo", jej odcinek prostoliniowy ulega wyraźnemu skróceniu - krzywa B, spada także nieznacznie wzmocnienie poszczególnych stopni. Ma to bezpośrednie przełożenie na znaczny wzrost zawartości parzystych harmonicznych w sygnale, wzrasta jego kompresja, korzystnej zmianie ulega "barwa" - zmniejsza się zawartość tonów średnich (scooped mids), a zniekształcenia znacznie łatwiej "startują", bo już przy bardzo lekkim trąceniu strun, nawet przy niskich ustawieniach potencjometru Gain, a ogólne "czucie strun" staje się bardziej komfortowe.....zaraz, zaraz, kto to powiedział : "no pain, no gain"? Pomiary dokonane  miernikiem zniekształceń nieliniowych, oscyloskopem i woltomierzem m.cz. pokazują, że przy wysokim napięciu (ok.+400V) pierwsze trzy stopnie przedwzmacniacza typu DR generują ok. 3-4% drugiej harmonicznej. Po zmniejszeniu zasilania do ok.200V poziom drugiej harmonicznej wzrasta do ponad 20% (!!!). Poziom trzeciej harmonicznej w obydwu przypadkach pozostaje w mniej więcej stałych granicach, jest to więc kwestia "ujawniającego się" (po obniżeniu napięcia) wpływu drugiej harmonicznej. Układ sprawdza się doskonale nie tylko w trybie Variable High Gain, ale także w trybie Clean Rhythm, dając kapitalne miękkie "zachrypienie" dźwięku. Rezystor 47k-68k/2-5W należy dobrać tak, aby powodował połowiczny spadek napięcia zasilającego. Można oczywiście poeksperymentować z napięciami wyższymi i niższymi od podanego. Ważne jest bardzo solidne zamontowanie przełącznika SW1 (mocowanie, izolacja) - występuje na nim wysokie napięcie! Uwaga! Po przełączeniu do trybu Headroom Low  następuje naturalne, niewielkie ściszenie sygnału - wymaga to ewentualnej korekcji potencjometrem Master.

Rys.

Prawdopodobnie EVH był pionierem w eksperymentowaniu zarówno z podwyższonym, jak i obniżonym napięciem, zasilającym jednak cały wzmacniacz (także napięcie żarzenia) za pomocą autotransformatora (Variac). Niektóre modele znanych firm mają wbudowane przełączniki Variac Mode, Tweed mode, Spongy/Bold. Operują one jednak dodawaną do uzwojenia pierwotnego pewną niewielką ilością zwojów (zwykle ok. 10%). Opisany wyżej "mod" stanowi prostą, aczkolwiek bardzo funkcjonalną alternatywę.

Powrót do początku

Na poniższych fotografiach pokazane są zmiany kształtu sygnału przenoszonego przez cały tor przedwzmacniacza (Clean), na którego wejście podawany jest czysty sygnał sinusoidalny 333Hz o wartości 50mV. Na lewej  fotce widać nieomal niezmienioną sinusoidę - niewielkie obniżenie jej górnej połówki jest naturalnym następstwem działania czterostopniowego, kaskadowego układu przedwzmacniacza, a co w rezultacie daje bardzo czyste, dynamiczne brzmienie w trybie Headroom High. Na fotce prawej natomiast wyraźnie widać obniżenie obydwu połówek sinusoidy w trybie Headroom Low. Dźwięk jest wyraźnie skompresowany, o zmniejszonej dynamice i z tym charakterystycznym, dyskretnym, ciepłym zachrypieniem. Parametry sygnału, nastawy oscyloskopu i wzmacniacza w obydwu przypadkach identyczne.

Rys.
Powrót do początku

 Aby zniwelować wspomnianą "dokuczliwość" w postaci zmiany głośności towarzyszącej przełączaniu headroom-u pomiędzy High i Low można zastosować dodatkowy mod, pokazany na poniższym Rys. Jak widać, równolegle ze zmianami napięcia zasilającego preamp dokonywanymi za pomocą jednej sekcji przełącznika, za pomocą drugiej jego sekcji następuje zmiana poziomu sygnału kierowanego do układu barwy dźwięku. Przy podanych wartościach rezystorów w katodzie wtórnika wyjściowego, zmiana poziomu sygnału jest praktycznie niezauważalna.

Rys.
Powrót do początku

 

Opisane wyżej "sztuczki" pokazują jak w stosunkowo prosty sposób można kształtować charakter wykonanego własnymi rękoma wzmacniacza.

Powrót do początku

OUTPUT TUBES' SAFETY

"Największą wadą" wzmacniacza lampowego są same lampy. Te jednocześnie delikatne mechanicznie, ale dość odporne na przeciążenia elektryczne elementy potrafią spłatać figla w najmniej oczekiwanym momencie. Z samych założeń układowych stopnia mocy wzmacniacza lampowego wynikać może tendencja do "pociągania" za sobą np. trzech w pełni sprawnych lamp przez tę jedną, nagle uszkodzoną. Także awarie dotyczące innych ważnych elementów - prostownika, transformatora wyjściowego, etc. - mogą dodatkowo spowodować uszkodzenie "niewinnych" lamp. Co zrobić? Przede wszystkim niezmiernie ważne jest właściwe zaprojektowanie końcówki mocy. Należy zapomnieć o przewoltażowaniu poszczególnych elektrod, głównie siatki ekranowej S2 i anody, a także nadmiernym prądzie katody. Istotną rolę odgrywają tu właściwa przekładnia transformatora wyjściowego, odpowiednio duże rezystory w obwodach siatek ekranowych S2, symetryzacja prądu katod. W takich zdrowych warunkach dobrej jakości lampy na pewno odwdzięczą się długotrwałą, bezawaryjną pracą. Najprostszym, ale jednocześnie najmniej pewnym zabezpieczeniem jest typowy bezpiecznik "sieciowy" umieszczony w obwodzie uzwojenia pierwotnego transformatora zasilającego i mający zwykle wartość 250V/2A. Nie wymaga on komentarza. Lepszym sposobem jest umieszczenie dodatkowego bezpiecznika w obwodzie prostownika anodowego o wartości 0,5-1A. Jednak ze względu na wspólne zasilanie anod może on być dość zawodny. Niektóre firmy stosują więc dodatkowe, umieszczone w obwodzie katod indywidualne bezpieczniki topikowe. Najczęściej po jednym na lampę lub na parę lamp. Te bezpieczniki, niestety, znajdują się wewnątrz wzmacniacza na płytce drukowanej, tak więc dostęp w przypadku przepalenia się wiąże się z koniecznością wyjęcia całego wzmacniacza z obudowy. Aby łatwo można było zidentyfikować który bezpiecznik uległ przepaleniu, stosuje się prosty układ z diodą LED - zapala się ona w przypadku przerwania obwodu katodowego - Rys.... Zazwyczaj owe diody umieszczone są na tylnym panelu tuż obok odpowiadających im bezpieczników. 

Rys.
Powrót do początku

Najpewniejszym jednak zabezpieczeniem jest układ przedstawiony na Rys.....Za podstawę jego funkcjonowania przyjęto założenie, że w lampie, która ulega "przebiciu" (a więc płynie w niej narastający lawinowo prąd anody i W MNIEJSZYM STOPNIU prąd siatki ekranowej S2) wystarczy odpowiednio szybko przerwać zasilanie siatki ekranowej aby natychmiast "wygasić" łuk elektryczny w lampie, a tym samym uchronić pozostałe, chroniąc jednocześnie inne ważne podzespoły. Ponieważ prąd siatki ekranowej podczas normalnej eksploatacji wzmacniacza przybiera wartości z dość "sztywnego", zdefiniowanego przedziału (np.5-25mA dla jednej EL34), to poprzez zastosowanie np. bezzwłocznego bezpiecznika 100mA łatwo osiągnąć zamierzony cel. Tranzystor pełni rolę klucza przełączającego diody LED. W przypadku sprawnego bezpiecznika na bazę tranzystora podawane jest z zasilacza siatek ekranowych odpowiednio zredukowane dodatnie napięcie powodujące jego otwarcie, a więc świecenie się diody zielonej - sygnalizującej poprawną pracę wzmacniacza. W przypadku przepalenia się bezpiecznika, tranzystor przestaje przewodzić, dioda czerwona zaczyna się świecić sygnalizując awarię. Tego rodzaju zabezpieczenie szczególnie chętnie stosowane jest w przypadku wzmacniaczy dużej mocy do gitar basowych, a więc z co najmniej sześcioma, bardzo drogimi lampami 6550 lub KT88

Rys.
Powrót do początku

Ze względu na duży koszt lamp mocy typu 6550 lub KT88 oraz występujące w wielu regionach kraju wahania napięcia sieci, ważnym wydaje się być stałe zwracanie uwagi na na prąd spoczynkowy sekstetu lub oktetu takich lamp, stosowanych najczęściej  we wzmacniaczach dużej mocy do gitar basowych. Użytkownik takiego pieca ma możliwość samodzielnego skontrolowania i ustawienia poprawnego biasu, bez konieczności otwierania obudowy i dokonywania niebezpiecznych manipulacji wewnątrz wzmacniacza. Elementami kontrolnymi i  wykonawczymi są np. dwie diody LED, czerwona i zielona oraz dostępny poprzez otworek w tylnym panelu potencjometr "dostrojczy" P1 BIAS. Wskaźnik oparty o dwa LED-y, wykorzystuje trzy "stany" - pierwszy, gdy nie świeci żadna dioda, co oznacza, że prąd spoczynkowy jest za mały (np. mniej niż 15mA na lampę), drugi, gdy świeci zielony LED, co oznacza, że prąd jest właściwy (np. w przedziale 15-30mA) i trzeci stan, gdy świeci LED zielony i czerwony, co z kolei oznacza, że prąd spoczynkowy jest za duży (pow. 30mA). Układem realizującym od strony elektronicznej powyższe zadanie jest prosty układ "sumujących" komparatorów mierzących napięcie powstałe na osobnych dla każdej lampy rezystorach katodowych i porównujących te napięcia z ustalonymi dwoma napięciami referencyjnymi. Komparatory natomiast, poprzez diody kluczujące sterują wspomnianymi LED-ami. Jak to działa? 

Rys.

A więc po kolei. Na powyższym Rys. dla zwiększenia przejrzystości pokazane są trzy ("górne" albo "prawe") z sześciu lamp mocy typowego układu przeciwsobnego (push-pull). Siatki sterujące S1 połączone są razem, podobnie anody, które "biegną" do jednego z zacisków uzwojenia pierwotnego transformatora wyjściowego. Natomiast katody, każda osobno, połączone są z masą za pomocą precyzyjnych rezystorów R1, R2, R3 10R/1%. Płynący przez te rezystory prąd spoczynkowy wywołuje niewielki spadek napięcia (U_cath), w praktyce ok. 250mV, odpowiadający natężeniu ok. 25mA. Właśnie to napięcie, a ściślej TE napięcia mierzone są przez dwa układy komparatorów, układ Q1, Q2, Q3 odpowiedzialny za sterowanie zielonym LED-em i układ Q4, Q5, Q6 sterujący LED-em czerwonym. Oczywiście istnieją specjalizowane układy komparatorów, w tym komparatorów okienkowych - bardzo wygodnych - wskazujących wprost, czy określone napięcie mieści się w zadanym przedziale, właśnie takim okienku ale tu z powodzeniem w ich rolę wcieliły się popularne TL071. Układ pracy każdego pojedynczego komparatora jest typowy - z otwartą pętlą ujemnego sprzężenia zwrotnego (co w praktyce oznacza ogromne wzmocnienie takiego opampa). Istotną rolę spełniają rezystory R4, R5, R6,  które ustalają dwa napięcia referencyjne (odniesienia), ok 150mV i ok 300mV. W warunkach "domowych" możliwe jest bardzo precyzyjne dobranie wartości tych rezystorów, o ile dysponujemy odpowiednim multimetrem. Owe dwa napięcia referencyjne podawane są na wejścia odwracające (-) opampów, 150mV na Q1, Q2, Q3, oraz 300mV na Q4, Q5, Q6.  Cechą szczególną komparatorów tu zastosowanych jest występowanie tylko dwóch stanów - na wyjściu pojawia się albo +15V albo -15V. Stany te zależą z kolei od tego, czy napięcie na wejściu nieodwracającym (+) jest niższe lub wyższe od napięcia referencyjnego wstępnie podanego na wejście odwracające (-). Wystarcza więc zaledwie niewielkie, minimalne wręcz obniżenie  lub przekroczenie napięcia 150mV lub 300mV na wejściu (+) aby na wyjściach komparatorów pojawił się stan odpowiednio -15V lub +15V. Tak więc napięcie U_cath, będące prostym i oczywistym odzwierciedleniem natężenia prądu katody każdej lampy, poprzez rezystory 1k podawane jest na wszystkie wejścia (+) komparatorów i jest "porównywane" z zadanymi napięciami referencyjnymi. Rozpatrzmy komparator Q1 - jeśli prąd katody lampy V1 jest mniejszy niż 15mA, to U_cath V1 jest także niższe niż 150mV. Na wyjściu komparatora Q1 pojawi się napięcie -15V. Dlatego zielony LED nie będzie świecił - rezystor R8 2k2 zostanie po prostu zwarty do ujemnego bieguna zasilania układu poprzez D1 i wewnętrzne struktury Q1. Podobnie rzecz ma się z komparatorem Q4 - czerwony LED "milczy". Kiedy prąd katody V1 wzrośnie i będzie miał wartość w przedziale 15-30mA, napięcie U_cath również wzrośnie do wartości 150-300mV. Wówczas wyjście Q1 zostanie "przerzucone" z -15 na +15V ale dioda D1 zostanie spolaryzowana zaporowo i odetnie wyjście Q1 od zielonego LED-a, a ten z kolei będąc zasilanym poprzez rezystor R8, "spokojnie" zacznie sobie świecić, jednocześnie wskazując na prawidłowy prąd katody V1. W tym samym czasie LED czerwony nadal nie świeci, bo na wyjściu Q4 jest napięcie -15V . Jeśli z jakichś przyczyn prąd katody V1 wzrośnie powyżej 30mA, wywoła to pojawienie się U_cath o wartości wyższej niż 300mV, które to napięcie "przerzuci" wyjście Q4. Przy nadal świecącym zielonym LED-zie zaświeci LED czerwony, wskazując na przekroczenie bezpiecznego prądu katody. W takiej sytuacji użytkownik za pomocą wkrętaka może przywrócić jego właściwą, bezpieczną wielkość obracając wspomnianym potencjometrem P1. Rezystory Rx i Ry wyznaczają użyteczny zakres ujemnego napięcia regulacyjnego. Warunkiem wskazań godnych zaufania jest zastosowanie "sparowanych" lamp. Układ jest tak zaprojektowany, że uwzględnia drobne, naturalne różnice w prądzie spoczynkowym poszczególnych lamp. Jednak awaria którejkolwiek z nich, sprowadzająca się do wzrostu prądu katody dzięki "sumującemu" działaniu obydwu układów komparatorów spowoduje zapalenie się czerwonego LED-a, wskazując na ewentualną potrzebę wymiany wadliwej lampy bądź całego ich kompletu. Znane są rozwiązania poszerzone o dodatkowy układ automatycznego, błyskawicznego  przełączania wzmacniacza w tryb Standby w przypadku jakiejkolwiek awarii którejkolwiek lampy (funkcja Fault). Tam także zastosowany jest "kombinowany" komparator z dodatkową funkcją czasową i niezbędną w tym przypadku niewielką histerezą (dodatnie sprzężenie zwrotne), zabezpieczającą wzmacniacz przed przypadkowymi wyłączeniami. Jako lekturę na temat opampów i komparatorów polecam wspaniałe prace Panów Nadachowskiego i Kulki.

Powrót do początku

Regulacja mocy wyjściowej

Redukcja mocy wyjściowej stuwatowego wzmacniacza lampowego nie jest problemem banalnym - świadczy o tym opracowanie i wprowadzenie do sprzedaży specjalnych "pochłaniaczy mocy", np. "Power-Brake" f-my Marshall, lub "Hot Plate" f-my THD. Niezależnie od bezpośredniego mechanizmu funkcjonowania tych urządzeń, istota działania tkwi w zamianie części mocy wytworzonej w lampach końcowych na ciepło, które to ciepło jest tracone na odpowiedniej, "sztucznej" impedancji i wypromieniowywane na zewnątrz. Wszystko po to, by uzyskać owo charakterystyczne, niepodrabialne brzmienie bardzo mocno przesterowanych (nasyconych) lamp mocy przy względnie małej głośności. A że nie jest to tylko problem włączenia odpowiednio "dużego" rezystora (dummy load), świadczy stopień skomplikowania przykładowego urządzenia.- Marshall Power-Brake. Integralną częścią urządzenia, chłodzącą jego "wnętrzności" jest wentylator zasilany wyprostowanym sygnałem akustycznym. Alternatywą dla kosztownych firmowych  urządzeń może być przedstawiony niżej mod, który umożliwia regulację mocy doprowadzanej do głośnika w bardzo dużych granicach. Teoretyczne rozważania wskazują, że dla stuwatowego wzmacniacza możliwa jest redukcja mocy od pełnej do ok. 10W, bez wprowadzania zniekształceń nieliniowych! Jak to działa? Już pobieżna analiza schematu uwidacznia zastosowanie dwóch typów polaryzacji - stałej (fixed bias) i katodowej (cathode bias). Siatki sterujące lamp mocy przyłączone są do "sztywnego" źródła ujemnego napiecia. Katody natomiast, inaczej niż w tradycyjnym układzie przeciwsobnym ze stała polaryzacją, zamiast bezpośrednio do masy, przyłączone są do niej przez "potencjometr" drutowy 200R/5W. Kluczowym elementem regulującym moc wyjściową jest właśnie ten potencjometr, który - przy ustalonym (tu: -65V) ujemnym napięciu biasu na siatkach sterujących - poprzez zmianę przewodności lamp (conductivity) w tak szerokich granicach (10-100W) zmienia moc wyjściową i co najważniejsze, bez wprowadzania zniekształceń i jakiegokolwiek ryzyka uszkodzenia lamp końcowych. Technicznie jest to przesuwanie za pomocą zmiennej rezystancji stałego potencjału obydwu katod - od poziomu masy (czyli "0" woltów) do kilkunastu woltów powyżej. Największa, czyli pełna moc oddawana jest przy "zerowej" rezystancji potencjometru, a najmniejsza przy maksymalnej, czyli ok. 200R. Przy czym operowanie potencjometrem nie powoduje istotnego "przesuwania" punktu pracy lamp "z klasy do klasy". Wg autora modu możliwe jest uzyskiwanie klasycznego lampowego obcinania sygnału (clipping) przy dowolnie ustawionej mocy. Ma to szczególne znaczenie w przypadku grania w małych pomieszczeniach, gdy chcemy uzyskać przesterowanie przy małej głośności.

Rys.
Powrót do początku

Zamiast masywnego, niewygodnego w montażu potencjometru drutowego, można poeksperymentować z kilkupozycyjnym przełącznikiem obrotowym przełączającym odpowiednio dobrane rezystory drutowe. Ponadto taki przełącznik łatwo jest wyskalować w watach oddawanej mocy.

Rys.
Powrót do początku

Jeszcze inny sposób regulacji przedstawiony jest poniżej. Elementem o zmiennej rezystancji jest łatwo dostępny MOSFET IRF830 (500V/4,5A/75W), którego bramka, przez rezystor 220R zapobiegający ewentualnym oscylacjom, podłączona jest do suwaka potencjometru 10k. W jego górnym położeniu na bramkę MOSFET-a podawane jest napięcie +12V - ma on wtedy minimalną rezystancję wynoszącą ok. 1R5, a tym samym wzmacniacz osiąga maksymalną moc. W dolnym położeniu suwaka bramka jest uziemiona - MOSFET jest "zamknięty", wówczas rezystor 200R wyznacza moc minimalną. W położeniach pośrednich uzyskuje się pożądaną redukcję mocy na dowolnym poziomie. Diodę Zenera należy dobrać uwzględniając napięcie Vgs(OFF/TH) zastosowanego mosfeta. Dla IRF830 wynosi ono 2/4V, dlatego odpowiednia będzie dioda Zenera 5V1 lub na nieco wyższe napięcie. Zapewni to równomierną regulację w całym zakresie obrotu potencjometra.

Rys.
Powrót do początku

Inny typ regulacji, dość często stosowany raczej jako Master Volume (Matchless), przedstawiony jest na Rys... .Istotą jego działania jest obciążanie/zwieranie wyjść anodowych odwracacza fazy. Jak wiadomo, za kondensatorami C1 i C2 pojawiają się sygnały sterujące lampy mocy równe co do amplitud, ale odwrócone w fazie o 180 stopni. Obydwa rezystory polaryzujące R1, R2 (220k) przyłączone są typowo do ujemnego źródła napięcia biasu. "Górne", siatkowe ich końce, poprzez przełącznik SW1 mogą być obciążane zmieniającą się opornością potencjometru P1. W prawym położeniu suwaka sygnały sterujące znoszą się całkowicie - wzmacniacz nie oddaje mocy. W lewym, kiedy to oporność potencjometru jest maksymalna, wzmacniacz "rozwija" pełną moc. Oczywiście w położeniach pośrednich można uzyskać dowolną wartość mocy z założonego przedziału, np. 0-100W (Ampeg). Zamiast potencjometru można zastosować  kilkupozycyjny przełącznik obrotowy, wyskalowany w watach. Poprzez włączenie w szereg z potencjometrem kondensatora o wartości 2n2-4n7 łatwo uzyskać dodatkowy typ regulacji brzmienia w zakresie górnych częstotliwości (Matchless, Vox). Często opisywany jest on jako Cut lub Brilliance, Bright, itd.

Rys.
Powrót do początku

Omówiony w dziale "Odwracacze fazy" układ, zaczerpnięty ze wzmacniacza Stereo SimulClass 2:Ninety, umożliwia dokonywanie skokowej, dwustopniowej regulacji mocy oddawanej do obciążenia - Full/Half Drive Switch. "Tajemnicą" modu jest przełącznik SW2, który zwiększa bądź zmniejsza wartość rezystancji widzianej przez katody obydwu triod odwracacza. Przy ok. 470 R, a więc typowej dla takich układów wartości, odwracacz zachowuje się "normalnie". Wzmacniacz oddaje pełną moc. Przy 15k "w katodach", na skutek silnego, ujemnego sprzężenia zwrotnego powstającego na tym rezystorze, sygnał na anodach ma znacznie mniejszą wartość - lampy mocy są wysterowane do ok. połowy mocy nominalnej.

Rys.
Powrót do początku

Oto jeszcze jeden sposób na "większe zniekształcenia przy mniejszej mocy". Przydatna w zrozumieniu działania modu będzie analiza charakterystyk statycznych lampy EL34 przy różnych napięciach anodowych, siatek ekranowych S2 i oczywiście "podążającym" za nimi ujemnym napięciem siatki sterującej. Pokazane trzy różne charakterystyki i parametry - prąd anody Ia, prąd siatki ekranowej Is2 i ujemne napięcie siatki sterującej Us1 są ze sobą "ładnie" skorelowane, co oznacza, ze przy wymienionych różnych napięciach lampa pracuje we właściwych, optymalnych warunkach i zależnie od wyboru punktu pracy na prostoliniowej części charakterystyki możliwe jest ustawienie dla pojedynczej lampy (SE) klasy A lub dla układu push-pull klasy A, AB lub B. W praktyce możliwa jest regulacja każdego parametru z osobna, oczywiście w określonych, sensownych granicach. Jednak najbardziej na punkt pracy wpływa ujemne napięcie siatki sterującej S1 czyli nasz ukochany bias oraz napięcie siatki ekranowej. Osobna zmiana tych dwóch parametrów wyjątkowo drastycznie wpływa na prąd spoczynkowy katody (prąd anody + prąd S2) co oznacza tak naprawdę przesuwanie się punktu pracy "pomiędzy klasami", także przesuwanie niekorzystne, bo mogące z jednej strony doprowadzić do przeciążenia prądowego lampy lub z drugiej - do "niedobiasowania" czyli zwiększenia poziomu nieparzystych harmonicznych (dolne zakrzywienie charakterystyki). Ważniejszą cechą wzmacniacza gitarowego jest uzyskiwanie zniekształceń sygnału w stopniu mocy. We wzmacniaczach np. 100 watowych te zniekształcenia zazwyczaj powstają dopiero przy  dużych i bardzo dużych poziomach głośności. Wynika to z faktu, że przy określonych parametrach zasilacza (napięcie +HT, wydajność prądowa) tzw. clipping (saturation) point dla lamp mocy jest pochodną właśnie tych parametrów. Tak więc obcinanie w takim piecu ma miejsce dopiero od circa 70-80W oddawanej mocy. Nie zawsze jest to przydatne/korzystne. Często zachodzi potrzeba "obcinania" w warunkach klubowych czy wręcz domowych. Co więc zrobić?

Rys.
Powrót do początku

Tęgie lampowe głowy i na to znalazły sposób. Trzeba jednocześnie regulować dwa parametry - ujemne napięcie siatki S1(bias) i dodatnie napięcie siatek ekranowych S2. Jak? Patrz poniższy Rys... Przy ufiksowanym, stałym napięciu anodowycm, np. +HT = 425V podwójny potencjometr P1 zmienia płynnie owe napięcia. I tak, coraz mniejszemu (mniej ujemnemu) napięciu biasu towarzyszy coraz niższe dodatnie napięcie siatek S2. Dzięki temu następuje "poziome" (w prawo lub w lewo) przesuwanie się samej charakterystyki ale bez znaczącego przesuwania się samego punktu pracy! Oznacza to, że clipping wystąpi przy znacznie mniejszej mocy. Na rysunku dla uproszczenia pokazana jest tylko jedna połówka układu push-pull. Nie ma problemu z wykorzystaniem modu w układzie SE, także dla lampy EL84. Elementem regulacyjnym napięcia S2 jest wysokonapięciowy tranzystor bipolarny o odpowiedniej mocy. Potencjometr P1 musi być wystarczająco "mocny" - co najmniej 2W . Należy zwrócić szczególną uwagę na BEZPIECZNY MONTAŻ (!!!) Możliwe jest także zastosowanie odpowiedniego, podwójnego przełącznika obrotowego (np. 6 poz.) z dobranymi rezystorami - to będzie chyba łatwiejsze w praktycznej realizacji. Potencjometr P2 służy do wytrymerowania modu w skrajnym, dolnym położeniu potencjometru P1.

Rys.
Powrót do początku

Po dłuższej przerwie pora na kolejny mod. Tym razem "wykradziony" z Twina. W tym skądinąd świetnym wzmacniaczu mamy dostępny na tylnym panelu przełącznik mocy wyjściowej - 25W/100W. Regulacja odbywa się na poziomie napięć zasilacza anodowego. Mimo pierwszego wrażenia, że układ jest skomplikowany, tak naprawdę zasada jego pracy jest niezwykle prosta. Już samo przyjrzenie się wartościom napięć umieszczonych w tabelkach wiele tłumaczy. Przełącznikiem SW2 dokonujemy wyboru zasilania pomiędzy pełnym uzwojeniem a zasilaniem z punktu środkowego. W pierwszym przypadku napięcie anodowe osiąga +454V, w drugim +230V. Jednocześnie ze zmianami napięcia anodowego (oraz siatek ekranowych) następuje zmiana napięcia biasu dokonywana drugą sekcją przełącznika SW2, konieczna do poprawnej pracy lamp - w obydwu przypadkach w klasie AB. Dzięki "wcześniejszemu" pobieraniu napięcia do zasilania przedwzmacniacza (górna część rysunku) zmiany dokonywane w stopniu mocy zupełnie nie wpływają na preamp. Uwaga - przełączanie SW2 powinno być dokonywane w pozycji SW1 (standby) off.

Rys.
Powrót do początku

INPUT STAGE - stopień wejściowy

Większość dotychczas przedstawianych obwodów realizowana była na triodach. Obecnie czas na pentody - pentody małej mocy, które w odróżnieniu od mających oznaczenie EL... lamp końcowych, mają oznaczenie EF... . Sztandarowym przykładem jest doskonała pod względem parametrów lampa EF86. Przeznaczona była zasadniczo do zastosowań "magnetofonowo-mikrofonowych", czyli wszędzie tam, gdzie należało  wiernie wzmacniać sygnały o b. małych amplitudach, jednak zasilana odpowiednio wysokim napięciem przyniesie radość pragnącym uzyskać w niestandardowy sposób niestandardowe brzmienia. Zasadniczy układ pracy pentody napięciowej różni się od analogicznego układu triodowego obecnością dwóch dodatkowych elektrod - siatki ekranowej S2 (screen grid) i siatki hamującej S3 (supressor grid). Siatka hamująca S3, podobnie jak w przypadku pentod mocy, zazwyczaj połączona jest z katodą, siatka ekranowa S2 zasilana jest z dodatniego źródła napięcia przez odpowiednio "duży" rezystor, z przedziału 470k-2M2, z dodatkowym kondensatorem uziemiającym tę siatkę dla przebiegów zmiennych. Rezystor anodowy także ma wartość większą - najczęściej 220k-470k. W celu uzyskania ujemnej względem katody polaryzacji siatki sterującej S1 stosuje się typowy rezystor katodowy, bocznikowany równie typowym kondensatorem. Jakie są istotne zalety pentody względem triody? Po pierwsze - GAIN!!! ECC83 osiąga w typowej konfiguracji wzmocnienie "zaledwie" 50-60x. EF86 bez wysiłku zapewni 150-200x! Po drugie - jest bardziej "szerokopasmowa" - niweluje to podstawową wadę triody, gdy w celu zwiększenia jej wzmocnienia zwiększamy wartość rezystora anodowego ze 100k na 220k, przyczyniając się, niestety, do znacznego ograniczenia pasma "od góry". EF86 radzi sobie z tym problemem o wiele lepiej. I wreszcie sprawa najważniejsza - po trzecie - dzięki dodatkowemu obwodowi zasilania siatki ekranowej S2, a ściślej dzięki operowaniu wartościami rezystora i kondensatora w tym obwodzie możemy znaczenie skuteczniej wpływać na charakterystykę amplitudowo-częstotliwościową stopnia wejściowego wzmacniacza - czyli realizować wspomniany tone-shaping. W układach high-gain opartych o triody względny niedobór wzmocnienia próbuje się niwelować ilością stopni wzmacniających. Jednak w przypadku np. czterostopniowego układu wzorowanego na Soldano SLO100 próby znaczącego wpłynięcia na charakterystykę częstotliwościową stopnia wejściowego wiążą się nieuchronnie ze zmniejszeniem amplitudy obrobionego w ten sposób  sygnału, a tym samym do zmniejszenia "gainu" jakim dysponuje wzmacniacz. Dlatego pentoda może stanowić zaskakująco korzystną alternatywę dla triodowego stopnia wejściowego, zarówno dla kanału stricte Clean, jak i high-gain.

Rys.1

Jak widać na powyższym rysunku, istnieją dwa podstawowe sposoby polaryzowania siatki ekranowej S2: za pomocą jednego rezystora R2 - Rys.1a lub  za pomocą układu "potencjometrycznego" R2/R4 - Rys.1b. W obydwu przypadkach konieczne jest zastosowanie kondensatora C2 uziemiającego siatkę S2 dla przebiegów zmiennych. Jego brak powodowałby występowanie bardzo silnego ujemnego sprzężenia zwrotnego zmniejszającego wzmocnienie - wówczas pentoda zachowuje się podobnie do triody. Ze względu na fakt, że rezystor R4 ma b. dużą wartość, potrzebna pojemność kondensatora jest mała, zwykle z przedziału 100n-470n (stała czasowa RC), czyli znacznie mniej, niż w przypadku kondensatora C1 blokującego rezystor katodowy. Redukując więc wartość kondensatora C1 do np.470n-680n, a kondensatora C2 do 1n -10n można uzyskać radykalne zmniejszenie wzmocnienia dla najniższych częstotliwości (low-end roll-off). Używając języka opisowego można powiedzieć, że pentoda daje sygnał z zapasem, z którego mamy co "wyciąć", nie tracąc jednocześnie tak cennej amplitudy sygnału użytecznego.

Powrót do początku

Podstawowe parametry i cokół pentody EF86 przedstawione są poniżej. 

Rys.2
Powrót do początku

Wzmacniacz Matchless DC30 jest przykładem zastosowania pentody jako input stage - Rys.3. Wśród użytkowników wzmacniacze tej firmy uchodzą za wyjątkowo dobrze brzmiące w trybie Clean. Jakkolwiek pentoda pracuje tu w konfiguracji "szerokopasmowej" (typowe wartości kondensatora katodowego C1 i siatki ekranowej C2), to sześciopozycyjny przełącznik obrotowy umożliwia swobodną regulację ilości nisko brzmiących składowych dźwięku przechodzących do kolejnych stopni - najmniej w pozycji 6., najwięcej w pozycji 1.

Rys.3
Powrót do początku

Bardzo ciekawe rozwiązanie znalazło miejsce w piecyku Vox AC10 - Rys.4. Jak widać na poniższym rysunku, do polaryzacji siatki ekranowej S2 zastosowano złożony układ "potencjometryczny" R2/R4-P1. Przy dolnym położeniu suwaka P1 kondensator C2 poprzez rezystor R4 uziemia siatkę S2 dla przebiegów zmiennych (niweluje ujemne sprzężenie zwrotne), a tym samym wzmocnienie pentody jest maksymalne. W górnym położeniu suwaka działanie kondensatora jest znoszone całkowicie, ponadto wskutek uziemienia dolnego końca rezystora R4, do siatki S2 przyłożone zostaje mniejsze stałe napięcie, dodatkowo przyczyniając się do obniżenia wzmocnienia.

Rys.4
Powrót do początku

Bardzo popularny w latach 70-tych wzmacniacz MV-3 - Rys.5, produkowany w dawnej NRD, posiadał dość niezwykłą, zwartą konstrukcję, moc ok.12W i dużą kolumnę głośnikową (obudowa z otworem) 1x12 12,5W/6R. Mimo swej "nikczemnej postury" bardzo dobrze sprawował się we współpracy z gitarą basową. W stopniu mocy pracowała para EL84, a w przedwzmacniaczu oprócz ECC83 również EF86. Charakteryzował się klasycznym tube tone, przyzwoitą dynamiką i dziś może uchodzić za "socjalistyczne vinatage". Wydobyty z lamusa i odkurzony stanowi poletko eksperymentów dla niejednego tubemaniaka. Polecam... 

Rys.5
Powrót do początku

Poniższy przykład - Rys.6 - nie pochodzi z konstrukcji gitarowej. Jest to wzmacniacz wstępny głowicy odczytu lampowego magnetofonu "Tonette" - obiektu westchnień młodzieży w latach 60/70-tych. Ciekawostką jest natomiast sposób w jaki uzyskiwana jest wstępna polaryzacja siatki sterującej S1. Jak widać brak jest rezystora katodowego, a rezystor upływowy siatki sterującej ma wartość 6M8. Dzięki niewielkiemu prądowi siatki jest ona polaryzowana ujemnie względem katody. Konieczna jest oczywiście obecność kondensatora C1 10n. Stopień charakteryzuje się b. dużym wzmocnieniem i równie dużą czułością. Może - mimo nietypowości - znaleźć zastosowanie jako stopień wejściowy kanału Clean w konstrukcji typu boutique, raczej jednak z przeznaczeniem do współpracy z przetwornikami Single Coil.

Rys.6
Powrót do początku

Podstawową konfigurację najpopularniejszego w układach gitarowych układu z triodą ECC83  przedstawia Rys.7a. Specyficzną jego wadą jest ograniczanie pasma w zakresie górnych częstotliwości wraz ze zwiększaniem wartości rezystora anodowego. Innymi słowy, najniższe wzmocnienie, ale najbardziej wyrównane pasmo osiągnie ECC83 przy rezystorze anodowym równym np. 47k, i odwrotnie - największe wzmocnienie osiągnie przy 220k przy znacznym ograniczeniu pasma w zakresie górnych częstotliwości akustycznych (podany tu przedział 47k-220k jest typowym dla zastosowań gitarowych i nie wyklucza innych wartości). To zjawisko może być postrzegane zarówno jako wada, ale i zaleta. Zależy głównie od celów jakie mamy na uwadze. Poprawę zdolności przenoszenia "góry" można osiągnąć łącząc elektrody obydwu triod równolegle, tak jak pokazane jest to na Rys.7b. Możliwe jest wówczas zwiększenie wartości rezystora anodowego R4 do 220k bez istotnego uszczerbku dla sparkling clean. W niektórych modelach Vox-a i Matchless-a stosowano takie właśnie rozwiązanie.

Rys.7
Powrót do początku

Wzmacniacz Mesa/Boogie Maverick - Rys.8 - mający dwa niezależne kanały - Clean i Lead, w tym pierwszym wykorzystuje wtórnik katodowy V2 jako dodatkowy mod wpływający na brzmienie w bardzo istotny sposób. Wtórnik katodowy V2, w przeciwieństwie do "wyjścia anodowego" V1, ma małą impedancję wyjściową i b. dużą wejściową. Jest więc transformatorem impedancji. Dzięki temu "wrażliwe" wyjście anodowe V1 nie jest obciążane małą (na swój sposób szkodliwą) impedancją układu barwy dźwięku. W pozycji fat przełącznika SW1 dźwięk jest pełniejszy, bardziej dynamiczny, wzrasta także headroom przedwzmacniacza. Warto zauważyć, że na wejściu korekcji wstępnej dokonują dwa proste filtry RC - górnoprzepustowy R1/C1 i dolnoprzepustowy R2/C2. Ponadto obydwa filtry atenuują sygnał wejściowy w stosunku ok. 1 : 2, dodatkowo przyczyniając się do utrzymania brzmienia Clean.

Rys.8
Powrót do początku

X

Rys.
Powrót do początku

X

Rys.
Powrót do początku

X

Rys.
3. X
Powrót do początku

X

Rys.
Powrót do początku

TONE STACK - układy barwy dźwięku

Taaak. Ukłaaady baaarwy dźwięku. Trudno napisać coś niebanalnego. Właściwie to na tych trzech gałkach wzmacniacza najczęściej skupiona jest uwaga gitarzysty. Nie raz obserwowałem męki, jakich doznawał ten czy ów, kręcąc, kręcąc, szukając tego "środeczka", tej "górki". Szczególnie przy masywnym "przesterze". Największe zastosowanie praktyczne maja dwie odmiany układu zwanego "półkowym" - shelving tone stack.  Pierwsza, "fenderowska" wersja, stosowana jest w kanałach Clean bardzo wielu modeli wzmacniaczy. Druga, "marszalowska", wiedzie prym w układach Lead tychże. Podstawowe różnice dotyczą: a) wartości zastosowanych elementów, b) ich konfiguracji i co najważniejsze - c) lokalizacji w układzie przedwzmacniacza, a w następstwie nieco odmiennego wpływu na dźwięk - jego barwę i wielkość sygnału. Opisywany układ umożliwia dokonywanie regulacji wyłącznie subtraktywnej (a nie addytywnej), polegającej jedynie na "odejmowaniu" określonych zakresów pasma. Stanowi więc, niestety, atenuator sygnału przyczyniający się do zmniejszenia wzmocnienia. Ponadto, jak wspominałem w dziale Przedwzmacniacz, w pewnych określonych warunkach (poziom sygnału, częstotliwość, ustawienie poszczególnych potencjometrów) zwiększa poziom zniekształceń generowanych przez pierwszy stopień. Zakresy regulacji wyrażone w dB są niewielkie, ale w przypadku gitary większe są zbędne. Także "częstotliwości środkowe" potencjometrów są znacznie niższe niż w układach Hi-Fi, co wynika z niższych częstotliwości podstawowych tego instrumentu. Próba zastosowania typowego układu hi-fi nie ma więc racjonalnego uzasadnienia.

Rys.1

Przedstawiony powyżej - Rys.1 - "układ fendera" umieszczony jest pomiędzy co najmniej dwoma stopniami triodowymi. Zródłem jego wysterowania jest więc wyjście anodowe pierwszego stopnia, a obciążeniem siatka sterująca stopnia drugiego wraz z potencjometrem Volume (tu: rezystor R2 1M) . Bywa, że  przed regulatorem znajdują się dwa stopnie, a za nim jeden. Bywa także odwrotnie - jeden stopień przed i dwa za regulatorem. Przyczynia się to do zwiększenia "elastyczności" uzyskanej w ten sposób regulacji oraz wzbogaca paletę barw dźwięku. Wyjście anodowe stopnia triodowego charakteryzuje się stosunkowo dużą impedancją, m.in. dlatego  rezystor R1 (slope resistor)  ma wartość aż 100k. Spotykana jest także wartość 82k. Wreszcie istotną różnicą w stosunku do "układu marszala" jest sposób podłączenia potencjometru Middle (P3 10k). Przy "zerowych" ustawieniach potencjometrów Treble (P1 250k) i Bass (P2 250k) ustawieniem suwaka potencjometru Middle można zredukować sygnał do zera. 

Powrót do początku

Rys.2

"Układ marszala" - Rys.2 - to kanon brzmienia Crunch wzmacniaczy Non Master Volume oraz Lead Master Volume. Mimo, że w zasadzie pochodzi z fenderowskiego Bassmana, to jednak Jim Marshall zmodyfikował go do postaci znanej w obecnej formie. Zlokalizowany jest za ostatnim stopniem przedwzmacniacza, którym jest wtórnik katodowy. Jego cechą, wielokrotnie wspominaną, jest zdolność transformowania impedancji. Dzięki temu możliwe stało się zmniejszenie wartości R1 do 33k (slope resistor). Obciążeniem regulatora we wzmacniaczach Non Master Volume jest bezpośrednio siatka pierwszego stopnia odwracacza fazy. Stąd regulacja Gain znajduje się "wcześniej" - za pierwszym stopniem wzmacniającym i to dlatego "stare" Marshalle zaczynały "gadać" po rozkręceniu na max. We wzmakach Master Volume (jak sama nazwa wskazuje) obciążeniem regulatora jest potencjometr o tej samej nazwie. Wielu konserwatywnych gitarzystów traktuje tę innowację jako nieporozumienie - podkreślają, że jedynie 'non master' daje właściwą strukturę brzmienia przesterowanego, generowanego w stopniu mocy. Konfiguracja potencjometru Middle (P3 25k) pozwala utrzymać dźwięk mimo ustawienia "na zero" wszystkich potencjometrów.

Powrót do początku

Rys.3

Na powyższej ilustracji - Rys.3 - w celu porównania pokazane są charakterystyki "układu fendera" - zielona, oraz "marszala" - niebieska, przy ustawieniu Treble i Bass na maksimum i Middle na minimum. Ponieważ istotą konstrukcji amatorskich jest hot-rodding (często są to konstrukcje typu custom), każdy dłubacz POWINIEN ściągnąć sobie ten genialny programik Duncana Munro - Tone Stack Calculator TM  (225kb). Umożliwi on doskonałe zapoznanie się z właściwościami kilku typów układów barwy dźwięku oraz wzajemnymi interakcjami pomiędzy poszczególnymi elementami. Zabawa jest przednia i wielce pouczająca. Poprzez podstawianie różnych wartości elementów możliwe jest uzyskanie pożądanej, nietypowej charakterystyki i dopasowanie jej do własnych potrzeb.

Powrót do początku

Humm, brumm i co tam jeszcze?

Dlaczego brumi? Przydźwięk słyszany w głośniku może mieć bardzo różne przyczyny. Skupmy się na jednym, tym o częstotliwości 100Hz - generowanym przez stopień mocy. Aby sprawdzić, czy rzeczywiście "końcówka brumi", należy od niej oddzielić przedwzmacniacz. Nasłuchując kolumny głośnikowej, najpierw poprzez ustawienie potencjometru Master Volume na zero, następnie poprzez próbę rozłączenia obydwu bloków wkładając "gołą" wtyczkę jack w gniazdo Return pętli FX (nie we wszystkich modelach wzmacniaczy jest to możliwe) lub najlepiej (!) poprzez wyjęcie lampy odwracacza fazy. Rezultat akustyczny tej ostatniej sztuczki najdobitniej, najpewniej świadczy o źródle przydźwięku. Prawidłowo "wytrymerowany" stopień mocy na 4 szt. EL34 nie powinien dawać sygnału przydźwieku 100Hz większego niż 3-5mVp-p(!!!), co łatwo zaobserwować na podłączonym do wyjścia wzmacniacza oscyloskopie. Może więc być uznany za pomijalny. Jeśli natomiast nadal jest słychać brumienie, z pewnością jest ono rezultatem asymetrii prądu spoczynkowego lamp mocy (nieparowane lampy, uszkodzenie jednej z nich albo nierówne zużycie). Mówiąc o asymetrii prądów jako przyczynie przydźwięku 100Hz, mam na uwadze tylko składową zmienną (kolor czerwony) o częstotliwości 100Hz nałożoną na składową stałą (kolor zielony), gdyż wyłącznie składowa zmienna może być transformowana w rdzeniu. Asymetria składowej stałej może w pewnych określonych warunkach doprowadzić do namagnesowania się rdzenia. Takie namagnesowanie, o ile nie zostanie zlikwidowane w sposób naturalny silnym (wzmocnionym) sygnałem użytecznym, może doprowadzić do znacznego wzrostu poziomu harmonicznych parzystych wskutek "wcześniejszego" osiągania górnego zakrzywienia charakterystyki magnesowania rdzenia dla jednej połówki sygnału. Uwaga ta dotyczy pewnych gatunków stali transformatorowej, szczególnie transformatorów toroidalnych i układów hi-fi. Przedstawiony niżej Rys.1 ilustruje "uproszczony wygląd prądu zasilacza". Na kondensatorze C1 (+HT) wskutek istnienia prądu spoczynkowego lamp mocy i jego następowego rozładowywania się, pojawia się wspomniana składowa zmienna o amplitudzie - zależnie od rozwiązań układowych - od kilku do kilkudziesięciu woltów (kolor czerwony). Oczywiście amplitudy "zębów" ulegają zwiększeniu wraz ze zwiększaniem się natężenia prądu pobieranego z zasilacza przez lampy i nie stanowią  problemu, o ile są równe w obydwu połówkach uzwojenia pierwotnego, tak w spoczynku, jak i przy normalnej pracy - w rdzeniu transformatora znoszą się one wzajemnie, ponieważ prądy płyną w przeciwnych kierunkach i wytwarzają strumienie magnetyczne równe co do wielkości, ale o przeciwnych znakach.

Rys.1
Powrót do początku

"Opomiarowanie" Ustalenie optymalnych parametrów pracy końcówki mocy wiąże się z koniecznością dokonania odpowiednich pomiarów prądów, napięć i rezystancji występujących w charakterystycznych punktach układu. Na poniższym Rys.2 przedstawione są "rozpływy" prądów i związane z nimi różnice napięć. Z punktu oznaczonego +HT, a więc z głównego źródła napięcia anodowego hipotetycznego zasilacza pobierany jest prąd zasilający anody, a także przez odpowiedni dławik lub rezystor (tu: nie zaznaczone) z punktu +S2 do zasilania siatek ekranowych. W konkretnych warunkach pracy wzmacniacza zasilanego napięciem np. 430VDC mamy do czynienia z "wypływem" ok. 60mA dla dwóch anod i 10mA do dwóch siatek S2. Prąd anody i siatki S2 jednej lampy (tu: EL34) "sumuje się" w katodzie, dając prąd 35mA. Przy założeniu całkowitej symetrii pierwotnego uzwojenia transformatora, a w szczególności równości rezystancji obydwu jego połówek wynoszących np. po 60R, przepływające w przeciwnych kierunkach prądy 30mA wywołują identyczne spadki napięcia na tych rezystancjach wynoszące po 1,8V, ze znakami (+) i (-) odpowiednio jak na rysunku. Tak więc równość tych dwóch napięć wskazuje na równość prądów obydwu anod. Przyłożenie z kolei woltomierza do skrajnych, anodowych zacisków transformatora powinno w takich warunkach pokazać wartość ok. 0V. Oczywiście dopuszczalne są niewielkie wahania napięć, wynikające choćby z "pływania" prądów obydwu lamp. Analogiczny pomiar spadku napięcia na rezystorach siatek ekranowych S2 (R3, R4=1k) przy przepływie typowego prądu 5mA wykaże napięcie 5V. Także pomiar napięcia bezpośrednio pomiędzy siatkami ekranowymi powinien wykazywać wartość zbliżoną do 0V. Umieszczenie w katodach dokładnych (1% lub jeszcze mniej) rezystorów 1R pozwala na dokonywanie szybkich i stosunkowo bezpiecznych (niskie napięcie!!!) pomiarów prądu katod. W przypadku jednej lampy, prąd 35mA wywoła spadek napięcia 35mV na rezystancji 1R. Jeśli zastosujemy rezystory 1R o małej mocy (np. 0,5W), konieczne jest zastosowanie równolegle połączonych diod na co najmniej 1A (np. wszechobecna 1N4007). Rezystory powyżej 5W, a w szczególności drutowe, takiego zabezpieczenia w zasadzie nie wymagają. Przy różnych zakresach wysterowania pomiar tego napięcia jest wielce pouczający i daje dość rzetelny obraz "zdrowia" lamp mocy. Można także zastosować rezystory 10R -  szczególnie przy czerech lampach korzystne będzie występowanie na nich niewielkiego, stabilizującego ujemnego sprzężenia zwrotnego, podobnie jak w tranzystorowych stopniach mocy. Niestety, w przeciwieństwie do rezystorów 1R nie będzie możliwy na nich pomiar prądu katod przy pełnym wysterowaniu - powstający na dziesięciu omach spadek napięcia przekracza napięcie przewodzenia diody krzemowej (tu: 0,6V) - wynik pomiaru będzie więc nieadekwatny do rzeczywistego natężenia prądu.

Rys.2

Praktyczny, alternatywny układ regulacji biasu i balansu prądów katod pokazany jest na stronie Polaryzacja lamp mocy.


Nie mniej ważne od zrównoważenia dla składowej stałej jest zrównoważenie stopnia mocy dla składowej zmiennej (dla sygnału użytecznego). Na czym polega problem? Otóż najczęściej stosowana w odwracaczach fazy podwójna trioda ECC83, niestety, nie charakteryzuje się równością prądów katod i nachylenia charakterystyki, a tym samym równością wzmocnienia napięciowego obydwu triod. Ponadto, zastosowanie identycznych oporów anodowych w odwracaczu "parafazowym" lub równego rezystora anodowego i katodowego w odwracaczu "z dzielonym obciążeniem" wcale nie spowoduje uzyskania równych amplitud sygnału wysterowującego. Różnice, zależnie od poziomu wysterowania inwertera, mogą wynosić nawet kilka woltów. Nie dość, że jest to powodem wzrostu (nie zawsze korzystnego!) poziomu drugiej harmonicznej, to przyczynia się do nierównomiernego zużycia lamp mocy. Bo oto jedna lampa (bądź para) "dostaje mocno po głowie" - różnice przy średnim do pełnego wysterowania mogą osiągać nawet 20 - 30mA na jedną lampę - gdy tymczasem druga lampa (bądź para) sobie odpoczywa. Sama regulacja, niezależnie od typu inwertera, jest prosta - polega na doborze wartości jednego z dwóch rezystorów anodowych lub rezystora katodowego w układzie odwracacza z dzielonym obciążeniem. Problemem jest natomiast to, co zmierzyć? Mając dostęp do miernika zniekształceń nieliniowych, sprawa staje się banalnie prosta. Wystarczy do wejścia stopnia mocy podłączyć czysty sygnał sinusoidalny, wysterować go do 50-70%, a miernik ustawić na pomiar parzystych harmonicznych. Zmieniając wartość w/w rezystorów redukuje się poziom drugiej harmonicznej do bardzo niskiego poziomu (0,1-0,2%), co właśnie odpowiada "zrównoważeniu dla składowej zmiennej". Bez miernika zniekształceń można uciec się do innej metody, niestety nie tak dokładnej - Rys.3. Potrzebne będą dwa rezystory, np. 100k/1W, ale dokładnie dobrane (mniej niż 1%) i woltomierz napięcia przemiennego. Połączone szeregowo rezystory przylutowujemy wolnymi końcami do zacisków anodowych transformatora głośnikowego. Wspólny punkt rezystorów (X) symuluje miejsce, w którym równe co do amplitudy, ale odwrócone o 180 stopni składowe zmienne będą się wzajemnie znosić. Pomiaru "napięcia niezrównoważenia" dokonujemy pomiędzy zaciskiem wysokiego napięcia transformatora (CT - central tap, HT+) a wspólnym punktem rezystorów (X). Jeśli na jednym zacisku anodowym amplituda sygnału będzie miała większą wartość niż na drugim, to woltomierz wskaże kilka - kilkanaście woltów. Oczywiście należy dążyć do uzyskania minimalnej wartości tego napięcia. Regulacji dla składowej zmiennej należy dokonywać po wcześniejszym wyregulowaniu składowej stałej! 

ZACHOWAJ  MAKSYMALNĄ OSTROŻNOŚĆ PODCZAS WSZELKICH MANIPULACJI WEWNĄTRZ WZMACNIACZA ! ! !

Rys.3
Powrót do początku

Hiss reducer

Redukcja szumu. Dokuczliwą cechą układów high-gain są szumy. Właściwie to nie ma czemu się dziwić - kaskadowe połączenie czterech stopni triodowych daje wielkie wzmocnienie - TO po prostu musi szumieć. Jeśli dodatkowo pomiędzy gitarę a wzmacniacz "wepniemy"  jakiegoś stompboksa, "sytuacja szumowa" wymyka się spod kontroli. Owszem, można zastosować dobrej jakości bramkę szumów. Jednak jej właściwością jest powstawanie bardzo charakterystycznego "efektu bramkowania" czyli wpływu na obwiednię dźwięku. Efekt ten bywa dla jednych pożądany, dla innych jest nie do zniesienia. Proponuję więc mod, który praktycznie nie wpływając na obwiednię dźwięku, całkiem nieźle, wręcz niezauważalnie dla gitarzysty ogranicza szumy słyszalne w przerwach, przy "nieruchomych" strunach. Podstawą układu są diody krzemowe, które jak wiemy, mają napięcie przewodzenia ok. 0,6V. Ta właściwość dotyczy także sygnału akustycznego mającego charakter napięcia przemiennego. W przypadku dwóch równolegle/przeciwsobnie połączonych diod, np. 1N4007, sygnał mający amplitudę poniżej 0,6Vp-p zostanie w znacznym stopniu zatrzymany (patrz działanie modu - Extra gain, dynamic & edgy). Napięcie sygnału szumu, zależnie od punktu układu może mieć różną wartość. Tak więc poprzez wybór właściwego punktu włączenia diod oraz dobór ich ilości można skutecznie ograniczyć szumy własne wzmacniacza wraz z tymi pochodzącymi z zewnątrz. Jednak same diody mają oczywistą wadę -  przy malejącej amplitudzie sygnału, jak ma to miejsce przy np. swobodnym wybrzmiewaniu strun(y) pojawia się nieprzyjemne "zrywanie" sygnału. Aby z kolei wyeliminować i to zjawisko, należy zastosować układ, który płynnie i automatycznie będzie niejako wyłączał/załączał diody w tor akustyczny poprzez najzwyklejsze ich zwieranie/rozwieranie. Rolę "zwieracza" czyli elementu wykonawczego może z powodzeniem pełnić oświetlany czerwonym LED-em fotorezystor RPP131 lub jeszcze lepiej tranzystor FET sterowany diodą LED, np. jako scalony układ H11F2. W obydwu przypadkach konieczny jest układ zasilający  LED-a, sterowany czystym sygnałem z gitary (pobieranym bezpośrednio z wejścia wzmacniacza). Ciekawostka - f-ma Peavey zastosowała podobny mod w lampowym przedwzmacniaczu Rockmaster, ale tam diody są jedynie zwierane  (Clean) lub rozwierane (Ultra) za pomocą przekaźnika - zależnie od trybu pracy. Nooo prooooszę.....ciekawe kto był pierwszy ;-) ?

Rys.1

Na powyższym Rys.1 pokazana jest przykładowa konfiguracja modu dla układu przedwzmacniacza typu high-gain. W przeciwieństwie do większości profesjonalnych konstrukcji, potencjometr Gain umieszczony jest nie za pierwszym ale za drugim stopniem wzmacniającym (niezależnie od tego, czy pierwszy stopień - tu niewidoczny - jest oparty o triodę, czy o kształtujący w sposób radykalny charakterystykę częstotliwościową filtr ze wzmacniaczem operacyjnym w roli głównej). W układzie czterostopniowym taka lokalizacja potencjometru Gain nadaje mu wyraźnie odmienny wpływ na dźwięk przesterowany, IMHO korzystniejszy od typowej lokalizacji za pierwszym stopniem. Jak widać, szeregowo/równolegle połączone cztery diody łączą kondensator separujący (22n) stopnia V2 z "górnym" rezystorem 470k. Ponieważ napięcie przewodzenia dwóch diod wynosi ok. 1,2V, sygnał szumów i zakłóceń - przy rozwartym (nieoświetlonym) tranzystorze FET - jest przez nie skutecznie zatrzymywany. Podana ilość diod dobrana jest empirycznie. W innym, konkretnym, samodzielnym układzie mogą to być równie dobrze tylko dwie diody, jak i sześć. Tranzystor FET znajdujący się wewnątrz układu H11F2 ma minimalną wartość rezystancji poniżej 100R i maksymalną powyżej 300M(!) przy pojemności własnej ok. 15pF. Tak więc jego wpływ na dźwięk (uwaga puryści) jest pomijalny. Można oczywiście dość drogi i trudny do zdobycia H11F2 zastąpić fotorezystorem RPP130 lub RPP131 - ich charakterystyki R_min/max są zbliżone. Jednak fotorezystory mają gorszą charakterystykę "powrotu rezystancji" przez co są wyraźnie "wolniejsze" od H11F2.

Powrót do początku

Rys.2

Na powyższym Rys.2 pokazany jest prosty, aczkolwiek wystarczająco skuteczny układ sterowania diodą LED, tą zewnętrzną, superjasną-czerwoną mogącą oświetlać fotorezystor, jak i tą zintegrowaną z FET-em. Wspólny jest rezystor R1 (1M) polaryzujący zarówno triodę V1(input stage), jak i wzmacniacz operacyjny - układ jest wiec sterowany  niezniekształconą obwiednią czystego sygnału z gitary. Ma to podstawowe znaczenie dla poprawnej pracy ogranicznika szumu. Potencjometr montażowy PR1 (1M) służy do wstępnego ustalenia czułości układu (taka regulacja metodą prób i błędów jest konieczna przy różnych przetwornikach). Natomiast potencjometrem PR2 (47k) służy do ustawienia progu zadziałania (threshold). Może to być zarówno raz ustawiony typowy potencjometr montażowy, jak i wyprowadzony na panel regulacyjny potencjometr dedykowany. Do punktu X podłączamy diodę LED. Można zastosować obydwa elementy równolegle, a dźwigienkowym przełącznikiem wybierać pomiędzy charakterystyką Fast/Slow. Dodatkowy przełącznik może na stałe włączać diodę LED powodując wyłączenie układu. Możliwe jest autozałączanie np. do grania solo na maksymalnym przesterze, itd. itp..... Wskazane jest zasilanie wzmacniacza operacyjnego maksymalnym dopuszczalnym napięciem, +/-15 do +/-18VDC. Jak to działa? Rolą wzmacniacza operacyjnego jest znaczne podniesienie amplitudy sygnału gitary, który następnie za pomocą diody D1 ulega jednopołówkowemu wyprostowaniu i wygładzeniu na kondensatorze Cx (1uF). Dioda D2 zapobiega jego "wstecznemu" (poprzez PR2) rozładowywaniu się. Tak więc synchronicznie z uderzeniem w struny na bazie tranzystora BC550  pojawia się kluczujące, dodatnie względem masy napięcie, którego narastanie (attack) i opadanie (decay) dość dobrze odpowiadają naturalnej obwiedni czystego sygnału z gitary, podtrzymanie zaś (sustain) wynika z siły uderzenia w struny, "mocy" przetworników, pojawienia się ewentualnego sprzężenia akustycznego pomiędzy strunami i membraną głośnika, itp. To napięcie otwiera tranzystor i dioda LED podłączona do punktu X zaczyna świecić. Innymi słowy, w chwili uderzenia w struny rezystancja elementu wykonawczego spada do wystarczająco małej wartości  - takiej, że diody blokujące szumy są praktycznie zwarte - do kolejnych stopni przechodzi więc pełny, zupełnie "niezmącony" sygnał. W chwili pojawiania się i zaniku sygnału z gitary wartość rezystancji elementu wykonawczego miękko maleje/wzrasta - "przyjemnie", jak to określił P.Ł. Można poeksperymentować z wartością kondensatora Cx, czyli stałą czasową układu.

Powrót do początku

Rys.3

Powyższy Rys.3 pokazuje rozwiązanie z zastosowaniem wtórnika źródłowego jako transformatora impedancji. Takie rozwiązanie daje większą elastyczność w przypadku konstruowania przedwzmacniacza dwu-, trzykanałowego. Rezystory R1 i R2 mają stosunkowo małe wartości, ponieważ nie obciążają źródła sygnału. Ostateczną charakterystykę reakcji układu można modyfikować także poprzez dobór kondensatora C (100-220n) i rezystora R1 (47k-220k). Zasilanie niskoszumowego FET-a 2SK30A dość wysokim napięciem +/-15VDC zapewnia "niezmąconą" dynamikę i właściwe S/N ratio.

Powrót do początku

Modyfikacja odpowiedzi dynamicznej i częstotliwościowej stopnia mocy.

Dokonując hot-roddingu piecyka warto pomyśleć o zupełnie zwariowanych "modach", w tym przypadku dotyczących końcówki mocy. Gwoli ścisłości, przedstawiony mod dotyczy odwracacza fazy, symbolizowanego na poniższych rysunkach przez V1 czyli ECC83. Dla uproszczenia, pokazana jest najprostsza jego odmiana - z dzielonym obciążeniem (distributed load inverter), choć oczywiście może to być praktycznie każdy inny układ. Modyfikacja adresowana jest głównie do tych gitarzystów, którzy chcą uzyskać specyficzny bluesowy sustain i gritt z końcówki mocy, a nie z preampu, a więc raczej do miłośników czystej gitary na "rozkręconym" piecyku Non Master Volume (!).

Rys.1

Na powyższym Rys.1 pokazana jest najprostsza wersja modu. Obydwie gałęzie odwracacza fazy, tuż za kondensatorami separującymi 22n, połączone są ze sobą układem zestawionych szeregowo/równolegle/przeciwsobnie diod Zenera. Wstawione pomiędzy diody rezystory 100k mają za zadanie zmniejszenie obciążenia anody i katody odwracacza fazy, a tym samym jego "miękkie" działanie. W zależności od typu układu końcówki, jego mocy wyjściowej, a tym samym wielkości napięcia sygnału użytecznego uzyskiwanego z inwertera, należy dobrać diody Zenera pod kątem ich napięcia charakterystycznego, zazwyczaj z przedziału od 4V do 22V. Jako wskazówkę podam, że dla pary lamp EL84 mogą to być diody na 4-18V, ale dla pary EL34 już raczej 18-36V. Działanie modu, jak nie trudno się domyślić, polega na łagodnym, zaokrąglającym obcinaniu sygnału sterującego lampy mocy i niedopuszczanie do ich drastycznego przesterowania, a ściślej niedopuszczanie do całkiem brutalnego dla nich samych obcinania siatkowego (na ich własnych siatkach sterujących S1).

Powrót do początku

Rys.2

Pokazana powyżej rozbudowa modu - Rys.2 - polega na zastosowaniu trójpozycyjnego przełącznika oraz dodaniu elementów RC, które działają jak prosty filtr dolnoprzepustowy. I tak, w środkowym położeniu przełącznika mod jest całkowicie nieaktywny. W dolnym położeniu zachowuje się tak, jak na poprzednim rysunku. Natomiast w górnym położeniu przełącznika dochodzi do dodatkowej zmiany odpowiedzi częstotliwościowej wskutek bocznikującego rezystory 100k działania kondensatorów C1 (100p mikowe, ale można poeksperymentować z większymi wartościami pojemności). Przy silniejszym uderzeniu w struny mamy więc większy sustain, jednak pozbawiony "jadu", towarzyszącego zwykle zwiększeniu przesterowania stopnia mocy.

Powrót do początku

Rys.3

Kolejna ewaluacja modu - Rys.3 - polega na zastosowaniu dodatkowych  rezystorów R1, R2 (27k) w celu "usubtelnienia" jego działania w sytuacji, gdyby poprzednie wersje okazały się dla użytkownika zbyt radykalne.

Powrót do początku

Powrót do początku

"Tranzystor udaje lampę"

Wszelkie "kombinacje" stosowane we wzmacniaczach tranzystorowych mają w większym lub mniejszym stopniu upodobnić je do lampowców. Oczywiście specjalizowane układy filtrów, korektorów, kompresorów, etc.,  zapewniają często znacznie większe zakresy/głębokości regulacji, niż te naturalne, występujące we wzmacniaczach lampowych. Proste metody analogowe są stosunkowo łatwe do zrealizowania przez przeciętnego "lutownika". Można więc mówić o hot-roddingu tranzystorowca. Natomiast całkiem osobną rzeczywistość stanowi świat cyfrowych urządzeń mogących za naciśnięciem guziczka - jak Harry Potter za dotknięciem różdżki  - przenieść gitarzystę w ułamku sekundy z wirtualnego Dual Rectifier-a na równie wirtualnego Evil Twin-a. Niewątpliwie zabawa w POD-a daje mnóstwo radochy - kreowane cyfrowo brzmienia są bardzo dobre, nie należy jednak zapominać, że to nadal tranzystor udaje lampę. "Niestety", jakość samych urządzeń, jak i sterujących nimi algorytmów jest niemal doskonała - pojawiają się więc tu i ówdzie głosy o "śmierci lamp". Mimo to przywołam słowa Marka Twaina - ta plotka jest stanowczo przedwczesna!

Prosty układ kompresora-limitera pokazany jest na Rys.1. Firma Music Man w swoich hybrydowych wzmacniaczach gitarowych i basowych bardzo często stosowała diodowe ograniczniki napięcia, dodatkowo rozbudowane o spełniające funkcję "zaokrąglaczy" tranzystory. Zwykle taki ogranicznik stanowił pomost pomiędzy przedwzmacniaczem a stopniem mocy. Wzmacniacz do basu 120-B, aczkolwiek całkowicie pólprzewodnikowy, oprócz ogranicznika zawierał dodatkowy obwód ARW (Automatyczna Regulacja Wzmocnienia) spełniający wspomnianą na wstępie rolę. Nieskomplikowany dwupołówkowy prostownik sygnału na tranzystorze Q1, diodach D1, D2 wysterowuje tranzystor Q2, a ten z kolei Led-a znajdującego się w strukturze LDR-a VTL5C4. Na skutek zmieniającej się pod wpływem oświetlenia rezystancji następuje większe lub mniejsze tłumienie sygnału tuż za pierwszym stopniem (U1) na rezystancji R1/LDR. Trójpozycyjnym przełącznikiem SW1 dokonuje się wyboru funkcji: poz.1 - ograniczanie wyłączone, poz.2 - ograniczanie płytkie, poz.3 - ograniczanie głębokie. 

Rys.1
Powrót do początku

Na Rys.2 pokazany jest układ kompresora pochodzący z dość niezwykłej serii L5...11 wzmacniaczy f-my Lab Series (880kb). Spory udział w projektowaniu "trzewi" tych piecyków miał wielki Dr Robert Moog - tak, tak, ten Robert Moog od syntezatorów! W układzie ARW zastosowano tu obecnie dość pospolity wzmacniacz o zmiennej transkonduktancji (OTA - Operational Transconductance Amplifier) U1 CA3080E, ale wpięty w obwód ujemnego sprzężenia zwrotnego pomiędzy bramką a źródłem wejściowego wtórnika źródłowego Q1. Wielkość wzmocnienia samego CA3080E zależy głównie od stałego napięcia podawanego  na końcówkę nr 5 układu - a ściślej, to wzmocnienie zależy od natężenia prądu wpływającego do końcówki nr 5. Do uzyskiwania tego napięcia - zależnego od amplitudy sygnału użytecznego z gitary - służy dwupołówkowy prostownik oparty o U2, U3 oraz diody D1, D2. Wyprostowany sygnał dodatkowo filtrowany jest na kondensatorze C1 10uF, który wraz z rezystorami 47k określa stałą czasową układu. Pomiędzy bramką a źródłem wejściowego Fet-a Q1 nie ma przesunięcia sygnału w fazie, za to U1 odwraca fazę, co jest oczywistym warunkiem poprawnej pracy układu. Tak więc im większe, odwrócone w fazie napięcie trafia poprzez U1 ze źródła na bramkę tym mniejsze jest "wzmocnienie" wtórnika Q1. Przy braku sygnału na wejściu układu prostownika (ustawienie przełącznika SW1 w pozycji Off), końcówka nr 5 spolaryzowana poprzez wewnętrzne struktury układu scalonego napięciem bliskim biegunowi ujemnego napięcia zasilania (ok.-15V) oraz przez rezystor 10M (tranzystor Q2 jest zamknięty) - wówczas prąd płynący przez ten rezystor od masy do końcówki 5 ma b. mała wartość, a więc i wzmocnienie U1 jest b. małe. W takich warunkach wtórnik Q1 przenosi sygnał od przedwzmacniacza do stopnia mocy "normalnie", czyli ze wzmocnieniem bliskim jedności. Po przestawieniu SW1 w pozycję On prostownik sygnału proporcjonalnie do amplitudy sygnału zadawanego potencjometrem P2 otwiera tranzystor Q2, umożliwiając  dostarczanie większego prądu od potencjału masy do końcówki nr 5, tym samym zwiększając znacznie wzmocnienie U1, przez co na bramkę Q1 podawany jest odwrócony w fazie sygnał pobierany oczywiście ze źródła Q1. W takiej sytuacji wzrasta tłumienie Q1, czyli jest ono odpowiednio mniejsze od jedności. Zakres dynamiki jest bardzo duży, bo wynosi aż 40dB przy b.małych zniekształceniach własnych układu - w przeciwieństwie do takiej konfiguracji, w której CA3080 samodzielnie "obsługuje" sygnał, jak ma to miejsce w pospolitych bateryjnych stomp-boxach. Czas reakcji ok. 1ms. Potencjometrem P2 (COMPRESSOR) dokonuje się regulacji stopnia kompresji. Dioda Led DL1 sterowana za pomocą tranzystora Darlingtona Q3 jest jej optycznym wskaźnikiem. Przy braku sygnału baza tranzystora Q3 poprzez rezystor 22k i 100k spolaryzowana jest ujemnym względem masy napięciem (bliskim biegunowi ujemnego napięcia zasilania - ok.-15V) pobieranym z końcówki nr 5, a ponieważ jego emiter podłączony jest do minusa zasilania (-15V), ten tranzystor jest zamknięty. Dopiero po pojawieniu się sygnału z prostownika tranzystor przewodzi a dioda "pobłyskuje".

Rys.2
Powrót do początku

Na Rys.3 przedstawiona jest ciekawa koncepcja polegająca na objęciu pętlą ARW także stopnia mocy. Układ pochodzi z 15 watowego piecyka Fender Frontman 15B. Sygnał regulacyjny pobierany jest ze wspólnego z głośnikiem wyjścia scalonego układu mocy U4. Zamiast wtórnika na tranzystorze zastosowano wtórnik na wzmacniaczu operacyjnym U1. Nieco inny jest też układ prostownika D1, D2, U3. O ile zasada działania kompresora jest praktycznie identyczna jak na poprzednim rysunku, o tyle rzuca się w oczy "drabinka" złożona z diod D3...D6, rezystorów R3...R6, kondensatorów C1...C4. Jej zadaniem jest wytworzenie napięcia sterującego układem CA3080E, które możliwie najwierniej oddaje charakterystykę "skompresowanej" lampowej końcówki mocy.

Rys.3
Powrót do początku

Jeszcze bardziej zaawansowany układ kompresora znajdującego się w potężnym, 1200 watowym wzmacniaczu basowym Sunn 1200S pokazany jest tu. Układ oparty o kostkę SSM2120 zawierającą dwa kompletne, niezależne kompresory, wykorzystany został do osobnej kompresji dźwięku z gitary basowej w dwóch zakresach - High i Low. Rozdziału dokonuje wstępny obwód crossover z częstotliwością podziału 420Hz. Układ, mimo pozornej złożoności, nie powinien stanowić większego problemu z odwzorowaniem.....

Powrót do początku

Sag Mod

W konstrukcjach nie posiadających prostownika lampowego, a jedynie półprzewodnikowy (zwykle diody 1N4007), zjawisko "siadania" (sagging) napięcia anodowego występuje w znikomym stopniu i tylko w zakresie oddawanej mocy maksymalnej. Tym bardziej, że w zasilaczu stosowane są często "duże" kondensatory elektrolityczne (150-330uF), nie ma więc CO się szybko rozładowywać. Cóż więc zrobić, żeby piec wzbogacić w cechę charakterystyczną dla starych lampowców? Teoretyczne rozważania wiodą do zastosowania obwodu, który by w sposób skokowy lub płynny załączał/odłączał odpowiednią, dodatkową pojemność w filtrze zasilacza. Na poniższym Rys.1 pokazany jest fragment typowego zasilacza anodowego od wzmacniacza 100W. Podstawę modu stanowi filtr oparty o połączone szeregowo C1/C2 47uF (lewa strona rysunku), dające w związku z tym pojemność ok. 22-25uF. Oczywiście tak mała pojemność bardzo łatwo ulega rozładowaniu wraz ze wzrostem oddawanej mocy i gdyby w filtrze znajdował się tylko taki kondensator, sagging byłby może nawet zbyt wielki. Dlatego dodatkowy człon połączonych szeregowo C3/C4 220uF (środek rysunku) wraz z mosfetem Q1 spełnia funkcję "regulowanej pojemności". Działanie mosfeta jako regulowanej rezystancji zostało już opisane powyżej. Potencjometr P1(10k/A) SAG (prawa strona rysunku) w górnym położeniu suwaka 0% SAG powoduje całkowite otwarcie tranzystora Q1, a więc C3/C4 są przyłączone praktycznie bezpośrednio do masy i pojemności C1/C2 i C3/C4 sumują się dając ok. 130-140uF. Wzmacniacz charakteryzuje się wówczas najmniejszym "sagiem" i jednocześnie największym "punchem". W położeniu suwaka 100% SAG jest dokładnie odwrotnie - największy "sag" i najmniejszy "punch", a to na skutek istnienia szeregowej rezystancji R1 1k/5W. Wartość R1, DZ1, jak i poszczególnych kondensatorów nie są krytyczne.  

Rys.1
Powrót do początku

Trafo sieciowe w roli transformatora głośnikowego

Nie dość, że transformator głośnikowy jest swoistą piętą achillesową wzmacniacza lampowego, to jeszcze zwykle jest trudny do zdobycia/nawinięcia i zazwyczaj kosztowny. W sytuacji gdy ktoś rozpoczyna "zabawę w lampy", nie zawsze stać go na zakup tego drogiego podzespołu, a w przypadku uszkodzenia strata bywa druzgocąca. Co więc zrobić? Proponuję metodę daleką być może od doskonałości, jednak ze względu na powszechną dostępność, niewysokie koszty i praktycznie nieograniczone możliwości dostosowania, rekompensującą nieco gorsze parametry (choć kto wie, w gitarowcach różnie to bywa) - wykorzystanie gotowego transformatora sieciowego, jakich pełno w sklepach z elektroniką i na giełdach. Chodzi oczywiście o transformatory z rdzeniem typu "O" - zwijane z taśmy lub składane z blaszek "I". Dlaczego? Odpowiedź jest bardzo prosta, całość wyjaśnia poniższy Rys.1. Jak widzimy, takie trafo posiada dwa osobne karkasy umieszczone na dłuższych ramionach rdzenia, na których to karkasach nawinięte są dwie osobne, równe co do liczby zwojów połówki uzwojenia pierwotnego. Zazwyczaj wyprowadzenia [b] i [c] tych "połówek" nie są ze sobą połączone lub połączone są za pomącą kawałka przewodu na zewnątrz (link). Mamy więc taką oto sytuację, w której dysponujemy gotowym transformatorem z dwoma osobnymi uzwojeniami równoważnymi jednemu uzwojeniu z wyprowadzonym środkiem. Jedyny problem z wykorzystaniem tego typu transformatora sprowadza się do samej mocy. Otóż tak się nieszczęśliwie składa, że im większa moc transformatora, tym mniej zwojów w jego uzwojeniu pierwotnym. Dlatego przy transformatorach o mocach powyżej 60-80W może pojawić się problem za małej indukcyjności głównej uzwojenia pierwotnego. Jednak do 50-60W i w zastosowaniach gitarowych, dla eksperymentatora tego rodzaju "wada" ma charakter marginalny. Przykładem niech będzie pospolity transformator sieciowy TS50/49 (220V/9V/5A) na rdzeniu zwijanym. To pięćdziesięciowatowe trafo wręcz idealnie nadaje się do zastosowania we wzmacniaczu na dwóch EL34, 6L6 lub czterech EL84. Na podstawie diagramu można założyć, że w uzwojeniu pierwotnym z1 znajduje się ok. 1320 zwojów, a więc wystarczająco dużo dla dobrego przenoszenia basów. Zaciskami anodowymi będą [a] i [d], natomiast wspólnie połączone [b] i [c] to po prostu CT (central tap) podłączony do plusa zasilacza anodowego. Przekładnia n (w zaokrągleniu) wynosi 220 : 9 = 24. Przy głośniku czteroomowym mamy więc przeniesienie na stronę pierwotną impedancji ok. 2400 omów, a przy ośmioomowym - ok. 4800 omów, co z powodzeniem pokrywa dość elastycznie potrzeby w/w lamp. Oczywiście obydwa uzwojenia wtórne łączymy równolegle [e]+[g] i [f]+[h]. (UWAGA! oznaczenia a,b,c,d,e,f,g,h są umowne)

Rys.1

Aktualnie dostępne są w sklepach transformatory z rdzeniem "O" (czasami nazwane bywają "C" lub "CP") o mocach od kilku VA do 100-120VA i to zarówno z rdzeniami z taśmy, jak i z blaszek "I". Praktycznie każdy może znaleźć dla siebie odpowiednie trafo, także do małych "zabawek" na dwóch ECL/PCL86 w klasie A lub nawet na dwóch triodach, np. ECC82. Szerokie pole do eksperymentowania. Przykładowo dwa trafa - TS8/3 i TS8/17...........Pamiętacie koncepcję "wzmacniacza we wzmacniaczu"?

Powrót do początku

Tube Rectifier Simulator (TRS)

Rozważania nad bardzo istotnym wpływem prostownika lampowego na odpowiedź dynamiczną stopnia mocy doprowadziły do wymyślenia jeszcze jednego, stosunkowo prostego modu, który w założeniu ma zastąpić ten dość kosztowny i często zawodny element wzmacniacza. Cały problem sprowadza się do zastosowania takiego "elementu nieliniowego" - Rys.1a, który z punktu widzenia zmian rezystancji w funkcji natężenia prądu zachowywałby się podobnie do diody próżniowej, a jest nim zwykła żarówka. Jak wiadomo, jej zimne włókno ma stosunkowo małą wartość rezystancji, natomiast podgrzane, czy wręcz świecące na skutek przepływającego prądu ma znacznie większy opór. Przykładowo, "zimna" żarówka 24V/21W ma opór ok. 2,5 oma, a żarówka 24V/10W ok. 7 omów. "Podgrzane", mają odpowiednio ok.27 i ok.57 omów. I to właśnie zostało wykorzystane do generowania spadku napięcia anodowego w pewnych określonych granicach, wyznaczonych przez dodatkowy układ zabezpieczający żarówkę przed przepaleniem. Tym układem jest "dioda Zenera mocy" - Rys.1b - wykonana z zastosowaniem popularnego mosfeta IRF540 (N-MOS 100V/27A/125W). Dioda D1 12V zabezpiecza tranzystor przed przebiciem przestrzeni bramka/źródło, natomiast napięcie diody D2 wyznacza napięcie charakterystyczne układu, do którego należy dodać 2-4V. Jak to działa? Otóż przy przepływie prądu o niewielkim natężeniu i oczywiście przy rozwartym przełączniku SW, spadek napięcia pomiędzy wejściem a wyjściem układu jest niewielki, co ma miejsce przy pracy wzmacniacza w spoczynku (zależnie od ilości lamp końcowych: 60-140mA). Można by rzec - nie dzieje się nic szczególnego. Kondensatory anodowe w zasilaczu doładowane są do pełnego napięcia. Ale wraz ze wzrostem pobieranego prądu (230-550mA), co ma miejsce po "przyłojeniu" w struny, na żarówce (żarówkach) pojawi się nawet całkiem spory spadek napięcia wynoszący zależnie od ich parametrów od kilku do kilkudziesięciu woltów, czemu będzie towarzyszyć ich świecenie się. Maksymalny prąd płynący przez żarówki (a tym samym maksymalny spadek napięcia) ograniczony jest właśnie przez ową "diodę Zenera mocy" dobraną tak, aby jej napięcie charakterystyczne nie przekraczało zbytnio napięcia nominalnego żarówki bądź sumarycznego napięcia większej ich liczby. Na poniższym Rys.1b  mamy do czynienia z dwoma żarówkami na 24V (a więc 48V), a "dioda Zenera mocy" zaczyna przewodzić od circa 52-54V. Eksperymentując zarówno z parametrami żarówek, ich ilością, jak i z napięciem diody Zenera D2, można uzyskać różne rezultaty, przejawiające się głównie w zmianie dynamiki stopnia mocy (większa kompresja) i tworzeniu się zniekształceń, szczególnie na brzmieniach typu Clean. Generalną zasadą jest taki dobór żarówek, aby na biegu jałowym prąd spoczynkowy nie powodował nawet słabego żarzenia się ich włókien. Oczywiście mod może poprawnie działać tylko we wzmacniaczach skonfigurowanych w klasie B lub AB, no jak myślicie, dlaczego?

Rys.1
Powrót do początku

Układ, symbolicznie przedstawiony na Rys.1c, można umieścić w zasilaczu na dwa sposoby, albo "od strony masy", albo "na przewodzie gorącym". Na Rys.2a i b pokazany jest pierwszy sposób - dotyczy on dwóch typów zasilaczy - z prostownikiem jednopołówkowym, pełnookresowym (Rys.2a) i z prostownikiem mostkowym, dwupołówkowym, pełnookresowym (Rys.2b). Zaletą takiego skonfigurowania modu jest możliwość przymocowania mosfeta bezpośrednio do chassis (lepsze chłodzenie tranzystora), bez izolacji, trzeba jednak użyć żarówek większej mocy, ze względu na większy prąd płynący przewodem wskazanym strzałką (wynika to z sumowania się prądu "pochłanianego" przez lampy z prądem doładowującym główne kondensatory elektrolityczne). Trzeba także zauważyć - co bardzo ważne - w punkcie wskazanym strzałką wystąpi potencjał ujemny (!) względem masy podczas pracy modu, przy rozwartym wyłączniku SW. Stąd wynika taki "kierunek" włączenia "diody Zenera mocy" (!) 

Rys.2
Powrót do początku

Przedstawiona na poniższym Rys.3 metoda "na przewodzie gorącym" wymaga bardzo starannego odizolowania całego modu (najlepiej na osobnej PCB) i wyłącznika SW oraz wyposażenia mosfeta w odpowiedni radiator. Zaletą jest natomiast możliwość zastosowania żarówek mniejszej mocy, gdyż przez przewód wskazany strzałką płynie tylko prąd spoczynkowy lamp mocy i ew. przedwzmacniacza (bez składowej doładowującej główne kondensatory elektrolityczne). UWAGA - z oczywistych względów układ należy podłączyć odwrotnie - tak jak pokazane jest na poniższym rysunku. W celu uzyskania odmiennych efektów nie jest wykluczone eksperymentowanie z innymi punktami włączenia modu. Zamknięcie przełącznika SW (wyprowadzonego np. na tylny panel) wyłącza jego działanie, przywracając pierwotne, normalne funkcjonowanie wzmacniacza.

Rys.3
Powrót do początku

Jeszcze inna wersja modu pokazana jest na Rys.4. Jest ona połączeniem modu zwiększającego dość znacznie headroom końcówki, a tym samym jej moc, z modem TRS. Ważną cechą poniższej konfiguracji, odróżniającą od wersji poprzednich jest oddzielenie różniących sie źródeł zasilania anod (+HT 550V) i siatek ekranowych (S2 450V). Jak widać, anody zasilane są napięciem wyższym o ok.100V. Pozwala to "zachować" na mniej więcej stałym poziomie (a ściślej: w stałych, typowych granicach) napięcie zasilające siatki ekranowe S2, a  tylko dla napięcia +HT zachodzi generowanie spadku napięcia przez mod. Jak wiadomo z działu Lampy Mocy, od napięcia przyłożonego do S2 w duuużym stopniu zależy wartość natężenia prądu płynącego przez lampę (znacznie bardziej, niż od napięcia na anodzie). W takich warunkach nie dochodzi więc do przesuwania się punktu pracy w kierunku klasy B, tym większego, im głośniej gra wzmacniacz i im większy byłby spadek napięcia na S2, co manifestowałoby się powstawaniem typowych, zbędnych zniekształceń trzecią harmoniczną. Poprzez zastosowanie "diody Zenera mocy" na wyższe napięcie (np.100V lub więcej) możliwe jest uzyskanie bardziej "kompresyjnego" działania stopnia mocy. Konieczne jest oczywiście zastosowanie wysokonapięciowego mosfeta, np. IRF830. Samo zastosowanie dodatkowego uzwojenia dostarczającego ok. 80VAC lub - alternatywnie - osobnego, dodatkowego trafa 220V/80V o mocy ok. 50VA pozwala uzyskać wzrost mocy wyjściowej w typowej, czterolampowej "setce" z 95-100W do 150-180W! nie czyniąc jednocześnie jakiejkolwiek szkody lampom wyjściowym. Niepotrzebny jest także rebiasing. Wg niektórych autorów (me too :-) warunki pracy EL34, w których anody są na potencjale znacząco wyższym niż siatki ekranowe S2, uznaje się za dużo dla nich zdrowsze. Oczywiście, ze zrozumiałych względów należy przekonfigurować przełącznik Standby.

Rys.4
Powrót do początku

Variable Gain Stage

W  obecnie produkowanych  wielokanałowych wzmacniaczach gitarowych (np. Marshall 6100, Hughes&Kettner Tri Amp) posiadających rozbudowane obwody regulacji i możliwość wpływania na wiele bardzo różnych parametrów, zastosowano stopień triodowy o zmiennym wzmocnieniu, pozwalający w dość radykalny sposób zmieniać charakter tego kanału, np. z Clean na Crunch. Regulacja wzmocnienia odbywa się poprzez jednoczesne załączenie do masy kondensatora C2 (2u2) poprzez styki przekaźnika Rel1 oraz podanie ujemnego napięcia -15V na końcówkę Control. Rozpatrzmy działanie modu. Przy rozwartych stykach Rel 1(jak na rysunku) oraz nie podłączonej do -15V końcówce Control, stopień zachowuje się tak, jakby w katodzie był tylko rezystor R5 (10k). Występuje więc na nim dość silne ujemne sprzężenie zwrotne. Taka konfiguracja znana jest z wielu klasycznych konstrukcji Marshalla - jako drugi stopień wzmacniający, np. w modelu 2204. Wzmocnienie jest bardzo małe, wynosi zaledwie 6-7 razy, zniekształcenia są również małe. Napięcie katody względem masy (a tym samym polaryzacja siatki sterującej) ma wartość ok. 3,3V, stąd stosunkowo spory headroom tego stopnia. Takie właściwości znajdują zastosowanie głównie w trybie Clean lub bardzo płytkim Crunch, a więc przy małych zniekształceniach. Ten sam kanał dostaje mocnego "kopa" jeśli wspomniany kondensator C2 zostanie uziemiony, a napięcie -15V zostanie podane na końcówkę Control. Samo uziemienie C2 nie wystarcza - stopień miałby niewłaściwą w takiej sytuacji polaryzację, dlatego też napięcie -15V  niejako "ściąga" katodę do poziomu  ok. 2V względem masy. Odpowiada to sytuacji, w której działanie osłabiającego wzmocnienie rezystora R5 jest nieomal całkowicie zniesione a w katodzie mamy tylko R4 (3k3) oraz C1 (1u). Wzmocnienie więc gwałtownie rośnie do wartości ok.54-55x (dla ECC83), co daje przyrost aż 17dB(!). 

Rys.
Powrót do początku

Ochrona "elektrolitów" zasilacza     Soft Standby

Specyficzną właściwością kondensatorów elektrolitycznych jest ich zdolność do "przeformowania się" na napięcie inne, różne od nominalnego. Jeśli zostaną spełnione określone warunki, przykładowy kondensator "na 250V" może dość łatwo "wytrzymać" nie tylko własne, dopuszczalne napięcie 250VDC, ale również nieco wyższe. Przeformowaniu na napięcie wyższe zazwyczaj towarzyszy niewielki spadek pojemności; przeformowaniu na napięcie niższe niewielki jej wzrost. Istotny wpływ na trwałość kondensatorów elektrolitycznych w zasilaczu anodowym mają dwa elementy:  stałość utrzymywanego na nich napięcia oraz próba unikania "kopniaka" jakim jest włączenie wzmacniacza. W pierwszym przypadku, zależnie od schematu ideowego samego zasilacza postulat stałego napięcia na elektrolitach zazwyczaj nie jest spełniony. Po włączeniu zasilania (Power On) napięcie na nieobciążonym lampami mocy zasilaczu anodowym jest bardzo często wyższe o 30-50V niż podczas normalnej pracy! Po włączeniu StBy napięcie spada właśnie o tę wartość, a wraz z grą nawet o znacznie więcej. Tak więc kondensatory przeformowują się na to częściej występujące napięcie, czyli ok. +440-460VDC.  Innymi słowy -  na stendbaju napięcie może niebezpiecznie zbliżać się lub wręcz przekraczać dopuszczalną granicę +480-500VDC. Ma to szczególne znaczenie w obecnej sytuacji, gdy na terenie Polski napięcia w gniazdkach ściennych mogą znacznie różnić się od 220VAC - w górę. Tego może nie wytrzymać nasza ulubiona zabaweczka. Wyjściem z sytuacji jest albo zastosowanie b. drogich, pojedynczych kondensatorów "na 500V" lub więcej, albo zastosowanie zdecydowanie tańszych, np. "na 250V" ale połączonych szeregowo (czasem szeregowo-równolegle dla zwiększenia pojemności). Bywa, że w konkretnym piecu, po awarii elektrolitów i następowej konieczności ich wymiany pole manewru jest wąskie - mamy np. za mało miejsca na elektrolity "na 350V". Nie spełniony jest również drugi postulat - każdorazowe włączenie "pod prąd" równoznaczne jest z bardzo silnym udarem prądowym tych kondensatorów, któremu w znikomym stopniu zapobiega rezystancja właściwa uzwojenia anodowego transformatora sieciowego. Udar ten dotyczy także samych diod prostowniczych lub mostka oraz transformatora zasilającego. Jaki to "kop" wystarczy sprawdzić poprzez włożenie wtyczki wzmacniacza do gniazda przy włączonym Power On - zobaczymy "miły" rozbłysk we wnętrzu gniazda. Jest to oczywiste, zważywszy, że coś musi te elektrolity naładować. Często jednak nie wytrzymują tego albo bezpieczniki samego wzmacniacza albo w sieci 220VAC. Proponowany mod Soft StBy jest w swej istocie bardzo prosty. Potrzebny będzie jeden rezystor, najlepiej drutowy 5-10W oraz jedna, najczęściej niewykorzystana sekcja przełącznika StBy. Już pobieżna analiza poniższego Rys. wyjaśnia całą kwestię. Rezystor Rx, który zależnie od od liczby ewentualnych rezystorów "wyrównawczych" R1 i R2 powinien mieć wartość z przedziału 2k7 - 5k6, wraz z tymi dwoma rezystorami (oraz - gwoli ścisłości - poprzez mostek Graetza) tworzy układ "potencjometryczny" (dzielnik napięcia) utrzymując na górnym końcu elektrolita C1 napięcie niższe właśnie o 20-40V. Ładowanie kondensatorów ma niezwykle łagodny, "płynny" charakter. Oszczędzane są również styki włącznika sieciowego wzmacniacza. Po włączeniu StBy w poz. On rezystor Rx jest zwierany ową niewykorzystaną sekcją przełącznika StBy - pełne napięcie AC zaczyna być podawane na mostek, a dalej na kondensatory, ale jednocześnie lampy mocy zaczynają przewodzić swój własny prąd spoczynkowy powodując obniżenie napięcia +HT. W związku z tym napięcie +HT zasilacza jest nieomal stałe (CONST.), niezależnie od StBy Off czy On!

Rys.
Powrót do początku

Zagraj solówkę głośniej...

Dokuczliwą bolączką w typowym, jednokanałowym piecu jest niemożność zagrania solówki o kilka dB głośniej niż riffów - bez uciekania się do różnych sztuczek, np. z pętlą FX. Poniższe przykłady ilustrują rozwiązanie tego problemu w bardziej zaawansowanych wzmacniaczach. W Nomadzie 100 MB zastosowano "regulowany dzielnik napięcia sygnału" złożony z R1 100k oraz połączonych szeregowo P1 100k (Output) i P2 250k (Solo). Tranzystor polowy Q1 sterowany napięciem z matrycy przełączającej, odpowiednio na jednym bądź drugim kanale po prostu zwiera ich punkt wspólny, przez co następuje skokowe ściszenie lub zgłośnienie sygnału, wstępnie ustalone przez wzajemną proporcję wartości P1 i P2. 

Rys.
Powrót do początku

We wzmacniaczu Screamer 50 f-my ENGL zastosowano obwód o tajemniczym akronimie V.L.S. (Volume Level Switching). Zasada działania jest podobna. Inne jest techniczne rozwiązanie. Za pomocą footswitcha załączany jest przekaźnik Ry1. Przy stykach w "lewym położeniu" (jak na rysunku) rezystor R2 220k oraz połączone szeregowo R1 100k i potencjometr P1 250k tworzą dzielnik napięcia sygnału o nastawianym płynnie potencjometrem P1 (V.L.S. Ratio) stopniu podziału. Do punktu wspólnego R1 i R2 przyłączony jest potencjometr P2 (Master). Od wzajemnej proporcji P1 i P2 zależy więc różnica w głośności przy załączonym i rozłączonym Ry1, umożliwiając tym samym głośniejsze w stosunku do riffów granie solówki.

Rys.
Powrót do początku

Albo tak.........

Rys.
Powrót do początku

Jeszcze jeden sposób rozwiązania problemu głośniejszego grania solówki, tym razem z flagowego wzmacniacza Fallen Angel FA-180 f-my Ashdown. Rozwiązanie jest proste, aczkolwiek eleganckie. Nie ma tu skomplikowanych obwodów przełączających, a jedynie jeden przekaźnik Ry, który przełącza suwaki potencjometrów Master Volume 1 i 2 Ciekawostką jest zastosowanie wysokonapięciowego tranzystora npn MPSA42 (300V/0,5A/0,625W) jako bufora "napędzającego" owe potencjometry, zamiast stopnia triodowego. Tak naprawdę główną rolą tranzystora jest podniesienie amplitudy sygnału wychodzącego z obwodów przedwzmacniacza do wartości zdolnej wysterować stopień mocy.

Rys.
Powrót do początku

Super ciche zasilanie grzejnika V1

W układach high-gain (choć nie tylko) niezwykle ważne jest "bezszumowe" zasilanie grzejnika pierwszej lampy przedwzmacniacza. Nie ma tu dróg na skróty. Zwykła symetryzacja zasilania za pomocą prądu przemiennego "metodą dwóch rezystorów 100R do masy" to za mało. Spotykany w wielu schematach (vide Mesa Boogie Dual Rectifier) układ z prostownikiem, kondensatorem elektrolitycznym i "czterema rezystorami do masy" (2 x 100R na przemienne i 2 x 150R na wyprostowane) ma niestety poważną wadę - sieje jak cholera szpilkami przechodzącymi przez pojemność grzejnik - katoda, które to szpileczki są następnie ślicznie wzmacniane, dając efekt cykady po rozkręceniu Volume-a i Gain-a. Te szpilki biorą się głównie z fatalnych właściwości zwykłych diod lub mostków prostowniczych - są one najzwyczajniej za wolne. Nie pomaga bocznikowanie kondensatorami ceramicznymi o pojemności kilku nF lub jakimikolwiek innymi. Także owe dwa rezystory 150R "nie chcą" za bardzo uziemić tych paskudnych szpilek i zębów, łatwych do zaobserwowania na oscyloskopie. Proponowany mod jest bardzo prosty, lecz załatwia sprawę nieprawdopodobnie skutecznie. Zmierzona amplituda pulsacji, mająca zresztą kształt regularnej sinusoidki, ma wartość zaledwie 8-10mV !!!, a wartość skuteczną zaledwie ok. 2,5mV. Ponadto nie widać jakichkolwiek zębów, nie mówiąc już o szpilkach. Cała sztuczka polega na dodaniu kondensatorów C3, C4, rezystorów R5, R6 i kondensatora C2 zamontowanego bezpośrednio na podstawce lampy V1.

Rys.
Powrót do początku

Prowadzenie masy 

"Prowadzenie masy" to problem, na którym "wykłada" się nieomal każdy początkujący lutowajło. Istnieje sporo teorii na ten temat, dostępne są materiały, głownie w sieci. A jednak zła masa i wynikający z niej przydźwięk niejednemu spędza sen z powiek. Dlaczego? Przede wszystkim sama materia jest wielce delikatna. Zjawiska powodujące kłopoty są bardzo trudne do zobrazowania przy pomocy oscyloskopu (o ile takowy się posiada) i równie trudne do zmierzenia.

Układ "w gwiazdę"

Poniższy Rys. przedstawia co prawda uproszczony, ale w pełni funkcjonalny schemat wzmacniacza. Uproszczenia (m.in. liczba stopni, brak układu barwy dźwięku, konfiguracja SE) mają oczywisty cel - zwiększenie przejrzystości. Gniazda wejściowe i wyjściowe są galwanicznie odizolowane od chassis. Pilne  przeanalizowanie rysunku tłumaczy praktycznie wszystko, co można "żywcem" ekstrapolować nawet na najbardziej złożony układ. Jak widać, wszystkie stopnie lampowe mają własne, osobne przewody masy (czerwony, niebieski), łączące je z minusem zasilacza. Taki układ jest powszechnie znany pod nazwą gwiazdy. Z grubsza rzecz ujmując, wszystkie przewody masy zbiegają się (lub rozbiegają - jak kto woli) w jednym "punkcie", zwanym masą centralną, którą w rzeczywistości jest odcinek BC (szary). Tak naprawdę, każdy stopień lampowy ma własną masę, zwaną masą lokalną, a w niej z kolei łączą się odpowiednio dla V1: przewód masy gniazda wejściowego, rezystor upływowy R1 1M, kondensator katodowy C1 22uF, rezystor katodowy R2 1k5. Proszę zauważyć, ze do masy lokalnej V2 dodatkowo dochodzi "dolny" zacisk potencjometru Gain, a dla V3 dolny zacisk potencjometru Master Volume. Są to odpowiednio punkty C', C'', B'. Warto odnotować, że stopień V1 i V2 mają własne, osobne kondensatory filtru zasilacza napięcia anodowego C2 i C5, których minusy przyłączone są bezpośrednio do mas lokalnych tych stopni. Celem podstawowym takiego prowadzenia przewodów masy jest uzyskanie ich ekwipotencjalności, rozumianej jako brak zakłócającego pracę poszczególnych stopni spadku napięcia składowej zmiennej (najczęściej 100Hz, ale i 50Hz) na rzeczywistej rezystancji przewodu (w praktyce zwykle b. małej) na odcinku np. C'- C, C''- C i B'- B. Skupmy się teraz na "minusie zasilacza". Jak widać wyróżnione są dwa odcinki A-B (fioletowy) i B-C (szary). Dlaczego? Otóż taki podział wynika z b. konkretnych powodów. Odcinek A-B jest "zakazany". Znaczenie użytego w takim kontekscie słowa "zakazany" jest niezwykle proste i opisuje WYŁACZNIE jedno: nie powinna być do niego podłaczona szyna masy (GROUND BUS), a także nie powinien być na nim zlokalizowany punkt centralny "gwiazdy" (GROUND STAR). Jest to odcinek łączący minus prostownika z minusem pierwszego kondensatora filtru zasilacza. W rzeczywistym układzie jest nim zwykle albo kilkucentymetrowy odcinek przewodu albo fragment ścieżki  PCB. Oczywiście przewód ten  powinien być jak najkrótszy i możliwie jak najgrubszy (najszerszy - PCB) - w granicach zdrowego rozsądku. Powód? Na odcinku AB mamy do czynienia z dość silnymi impulsami prądowymi (ripple 100Hz), wynikającymi z doładowywania pierwszego kondensatora filtru zasilacza C9 100uF. Przyłączenie więc któregokolwiek z przewodów mas lokalnych do odcinka AB spowoduje, ze owe zakłócenia będą tymi przewodami przenosiły się na poszczególne stopnie zarówno w przedwzmacniaczu, jak i w końcówce mocy. W praktyce punkt B powinien znajdować się bezpośrednio na ujemnym zacisku kondensatora C9, a nigdy w miejscu zajmowanym przez punkt A. Jeśli mamy do czynienia z PCB, warto zwrócić uwagę nawet na to, by punkt B był fizycznie zlokalizowany nieco na lewo (wg rysunku oczywiście) od punktu przylutowania minusa C9 czyli już na odcinku B-C (szary). Wierzcie - w układach Hi-Gain ma ogromne znaczenie dla uzyskania rzeczywiœcie cichego (nie szumiącego, nie brumiącego) kanału mocno przesterowanego :-) Dla odmiany, na odcinku  BC (szary) poziom zakłóceń 100Hz jest znacząco niższy, ryzyko rozsiewu zakłóceń odpowiednio mniejsze. Dodatkowo kondensatory C2 i C5 wraz z przewodami (zwykle kilkanaście centymetrów długości) mas lokalnych C'-C "odsuwają" wrażliwe stopnie wejściowe od źródła zakłóceń. Punkt B służy także do wyprowadzenia krótkiego odcinka przewodu łączącego zasilacz z chassis w punkcie D. Przewód uziemiający kabla zasilającego (żółto-zielony) łączy się w tym samym i jedynym punkcie z chassis. Z wyżej opisanych powodów z chassis NIE ŁĄCZYMY minusa prostownika, a więc punktu A! Co do przewodu masy biegnącego od gniazda wyjściowego - najlepszy rezultat uzyskuje się gdy łączy on punkt B'' i B', a nie bezpośrednio B. Podłączenie B'' do B niesie ryzyko przenoszenia się zakłóceń (ripple 100Hz) poprzez znikomą rezystancję uzwojenia wtórnego transformatora bezpośrednio na pętlę ujemnego sprzężenia zwrotnego R11 47k....z wiadomym skutkiem.

Rys.
Powrót do początku

Układ z "szyną masy"

Alternatywnym sposobem poprowadzenia masy jest układ z "szyną masy". W wielu konstrukcjach DIY stanowi go często odpowiedni odcinek grubego drutu miedzianego, który biegnie od podstawki pierwszego stopnia (pierwszej lampy, np. ECC... lub EF..) do stopni kolejnych, aż do minusa zasilacza. Do początku owej szyny przylutowana jest masa gniazda wejściowego, do końca zaś obwody stopnia mocy, gniazdo głośnikowe, etc. Na poniższym Rys. symbolizowana jest przez grubą czerwoną linię. "Po drodze" przylutowane są sukcesywnie rezystory siatkowe i katodowe oraz bocznikujące je kondensatory. Także w wielu profesjonalnych konstrukcjach typu High-Gain stosowana jest "szyna masy", ale wtedy głównie jako odpowiednio szeroka ścieżka na PCB. Wbrew pozornej prostocie, układ z szyną jest trudniejszy do prawidłowego, skutecznego w kontekście redukcji przydźwięku, wykonania. Trudności te gwałtownie rosną wraz z liczbą zastosowanych stopni wzmacniających lub ilością oddzielnych bloków (np. osobne kanały wzmacniacza). Na stronach amatorów DIY opisane są "męki" jakich doznają miłośnicy lamp podczas samodzielnego montażu wzmacniacza. Lektura tych tekstów dość dobitnie świadczy o nieznajomości zjawisk prowadzących do powstawania brumu, w następstwie czego dochodzi do deprecjonowania raz jednej, raz drugiej metody prowadzenia masy. Bardzo często montażu dokonują osoby nie posiadające oscyloskopu, w związku z czym uzyskane rezultaty, nawet te pozytywne, nie będąc zobrazowanymi, nie wnoszą niczego istotnego dla wzbogacenia wiedzy i umiejętności praktycznych tych osób. Należy więc zdawać sobie sprawę z przypadkowości owych rezultatów. Zabawne są opisy typu: "poprowadziłem masę według kogoś tam, ale mi brumi, więc to zła metoda". A jak na dłoni widać (dzięki zamieszczonym fotografiom), że panuje w chassis niezły chaos. Obydwie metody są dobre, mają swoje zalety, ale i wady. Zapewniają minimalizację zakłóceń przy prawidłowym wykonaniu. Spotykane są różne warianty łączenia "szyny masy" z chassis. Zawsze powinien być to jeden punkt "galwaniczny". Jedni preferują łączenie przy gnieździe wejściowym, inni wyjściowym, a jeszcze inni łączą minus zasilacza z chassis - co zostało pokazane za pomocą linii przerywanej.  Natomiast opisywane kłopoty są nieomal w 100% pochodną braku doświadczenia/umiejętności , a nie zastosowanej metody!. Ale nie warto się załamywać - osoby wytrwałe na pewno osiągną doskonałe rezultaty. Wszak trening czyni mistrzem :-) 

Rys.
Powrót do początku

Poniższy Rys. pokazuje jaką drogą 'ripple' dostają się do poszczególnych stopni wzmacniających. Amplituda sygnału zakłócającego jest zwykle bardzo mała, stąd trudno mierzalna. Sięga - zależnie od rodzaju popełnionych "zonków" - kilkunastu, kilkuset mikrowoltów, czasem nawet więcej, bo pojedynczych miliwoltów - u co "zdolniejszych" ;-). Jeśli z jakichś przyczyn dojdzie do przepływu prądu przez odcinek masy z punktu X do punktu Y, to ten sygnał zakłócający poprzez rezystor upływowy R4 1M  dostanie się na siatkę V2 i następnie zostanie wzmocniony przez kolejne stopnie. W rezultacie, w głośniku usłyszymy brum, tym bardziej dokuczliwy im więcej stopni będzie na jego drodze. CDN.....

Rys.
Powrót do początku

A kiedy "zachodzą okoliczności" przepływu sygnału zakłócającego przez przewód masy? Jest kilka takich sytuacji, zwykle niezamierzonych/nieprzewidzianych/nieuświadomionych :-). Najczęstszy błąd polega na niewłaściwym podłączeniu potencjometrów Gain lub Master Volume (także układu barwy dźwięku), które to potencjometry nieprawidłowo "łączą" sąsiadujące ze sobą stopnie (odcinek wskazany strzałką, wykrzyknik). Przepływ prądu wynika z różnego oporu przewodów  masy C'-C i C''-C oraz różnic w napięciu sygnału zakłócającego, występującego na szynie masy centralnej (odc. A-B-C). Warto zdawać sobie sprawę z tego, ze chodzi o milimetry lub centymetry, gdy mówimy o punkcie przylutowania odpowiedniego przewodu masy lokalnej i o napięcia o wspomnianej wyżej wartości. Im bardziej "w prawo" przesuniemy punkt połączenia C'' z szyną masy, tzn. od punktu C poprzez B, do A, tym coraz gorsze właściwości brumowe wzmacniacz będzie przejawiał. Obwód "lokalnej pętli masy" zamknie się pomiędzy punktami X i Y poprzez potencjometr Gain, siatkę S1 V2 i rezystor R4 1M. Co ciekawe, brum będzie większy przy ustawieniu potencjometru Gain na minimum. CDN.....

Rys.
Powrót do początku

Kolejną przyczyną brumu jest niepotrzebne, dwukrotne połączenie masy przedwzmacniacza - pierwszy raz w masie centralnej zasilacza, drugi raz poprzez galwaniczne połączenie "masy" gniazda wejściowego z chassis. Wytwarza się kolejna wersja "lokalnej pętli masy". Tym razem sygnał zakłócający płynie od punktu X będącego stykiem gniazda z chassis, a punktami Y, Y' itd. będącymi węzłami lokalnych mas poszczególnych stopni. Ten typ zakłóceń dość łatwo zobrazować oscyloskopem (z maksymalnym wzmocnieniem, np. 0,01V/cm). Wystarczy przyłożyć jego sondę najpierw do masy centralnej, a następnie do chassis tuż przy gnieździe wejściowym. Zaobserwujemy piękne "ripple".

Rys.
Powrót do początku

A to już standard - przekaźnik jako źródło brumu. Takie podłączenie przekaźnika, a ściślej użycie masy sygnałowej przedwzmacniacza jako minusa dla niego  MUSI spowodować brum. Oczywiście wtedy, gdy do zasilania przekaźnika użyjemy wyprostowanego ale niedostatecznie odfiltrowanego napięcia stałego. Płynąca od przekaźnika przez przewód masy składowa stała z nałożoną składową 100Hz wywoła przydźwięk wg opisanego wyżej mechanizmu. Użycie napięcia stabilizowanego (zalecam typowe 7812, 7824) poprawi wyraźnie sytuację, jednak sama koncepcja wspólnej masy sygnału i przekaźnika to nieporozumienie. Ma to jeszcze jedną wadę, z której usunięciem wielu walczy i walczy ;-). Pyki, bo o nich mowa. Tak więc lutowajło zastosował wszystkie układy gasikowe, a przekaźnik nadal mu pyka. Dlaczego? Odpowiedź jest prosta. Pojawiający się w chwili załączenia przekaźnika impuls prądu (footswitch 12V on/off pulses), biegnąc wspólnym przewodem masy, wywołuje na jego rezystancji niewielki, skokowy spadek napięcia, jednak wystarczająco duży, by przedostając się przez najbliższy rezystor upływowy na siatki sterujące triod zostać wielokrotnie wzmocnionym. Pyk, pyk, pyk....... Wniosek oczywisty - autonomiczny, stabilizowany zasilacz cewek przekaźników i autonomiczna dla nich masa wychodząca z tego zasilacza, nie łącząca się nigdzie z masą sygnałową a jedynie z masą centralną zasilacza anodowego. I jeszcze jedno - niestabilizowane zasilanie cewki przekaźnika, niezależnie od opisanych wyżej kwestii, jest także przyczyną brumu. CDN.....

Rys.
Powrót do początku

Uwaga na LED-y

Jeśli chcemy zasygnalizować załączenie dowolnego modu (kanały, pętla FX, reverb, itd.)  poprzez świecenie LED-a na przednim panelu lub/i samym footswitch-u, należy zwrócić baczną uwage na pewien istotny szczegół. Otóż jeśli zaniedbamy elementarne zabezpieczenie cewki przekaźnika (klasyczny układ gasikowy), to możemy być nieomal pewni, że już po kilku kliknięciach footswitchem jedna z diod ulegnie nieodwracalnemu przebiciu. To niewłaściwe połączenie pokazuje lewy fragment Rys. Dlaczego tak się dzieje? Jak zwykle sprawa jest prosta. Cewka przekaźnika ma wystarczająco dużą indukcyjność, aby zamykaniu i otwieraniu obwodu (FS1) towarzyszyło indukowanie się w niej sporych szpilek napięcia (kilkadziesiąt woltów) o biegunowości odwróconej w stosunku do biegunowości LED-a. Przy braku gasika te szpilki po prostu przebijają złącze struktury LED-a w sposób nieodwracalny. LED is dead...........Szymek. Warto pamiętać, że maksymalne napięcie wsteczne dla większości ledów wynosi zaledwie ok. 5V !!! A ponadto mogą one ulec uszkodzeniu pod wpływem ładunków elektrostatycznych gromadzących się np. na odzieży.  Po stronie prawej pokazana jest przykładowa, prawidłowa konfiguracja i  wartości elementów dla napięcia zasilającego +15V. Ważne - kondensator elektrolityczny nie powinien mieć zbyt dużej wartości, wystarczający będzie 22uF. Przy wartościach większych istnieje ryzyko uszkodzenia LED-a z powodu przepływu przez niego powtarzalnych, silnych impulsów prądu wynikających z ładowania się tego kondensatora.

 

Rys.

Należy pamiętać o jeszcze jednym drobnym szczególe. Przekaźniki mają pewną szczególną właściwość. Oprócz podanego na obudowie napięcia znamionowego, np. 12VDC, w dokładniejszych katalogach i pedeefach podawany jest zakres dopuszczalnych napięć działania, np.od 9VDC do 16VDC. To niższe napięcie jest   zazwyczaj także napięciem zadziałania. Ma to o tyle znaczenie, że pozornie identyczne przekaźniki, o identycznym layoucie, a często identycznym symbolu, ale pochodzące od różnych producentów, mogą mieć różniące się nieco owe napięcia zadziałania. Istnieją więc przekaźniki "startujące" już od ok. 7,7V, ale także są takie, które wymagają minimum ok.9,5V. Ujawnia się to właśnie w sytuacji zasilania napięciem bliskim znamionowemu - np. przekaźnik na 12V i zasilanie +15V - oraz szeregowym połączeniem LED-ów, tak jak na powyższym rysunku. Dwa niebieskie ledy dają łączny spadek napięcia ok. 6V, co powoduje, że sam przekaźnik zasilany jest napięciem już tylko ok. 9V. Dotychczasowe doświadczenie pokazuje dość zróżnicowane wartości tego napięcia zadziałania, co należy uwzględnić w fazie projektowania obwodu, aby uniknąć sytuacji, w której przykładowo pętla FX działa w trybie autoassign, a z podłączonym footswitchem już nie...........

Powrót do początku

Czystszy kanał czysty

Nierzadka jest opinia, że "kanał czysty" wzmacniacza Peavey 5150 lub Mesa Dual Rectifier, tak naprawdę, nie jest wystarczająco klarowny. Tu i ówdzie padają słowa - zamulony, brudny, etc. W wersji dwukanałowej, w przeciwieństwie do wersji trzykanałowej, posiadającej zupełnie inaczej skonfigurowany ten kanał, a gdzie ów problem rozwiązano zupełnie inną metodą, pole manewru jest niewielkie, jednak mimo to da się co nieco zmodyfikować. Bliższe przyjrzenie się problemowi "ujawnia", że głównym winowajcą jest czwarty stopień triodowy. Konfiguracja rezystorów R5 i R6 powoduje, że na siatkę sterującą tego stopnia podawane jest pełne napięcie sygnału z anody stopnia poprzedzającego - V3. Tak się akurat składa, że w trybie Clean wzmacniacza Dual Rectifier, kondensatory katodowe stopni V1, V2 i V4 są automatycznie odłączane za pomocą LDR-ów zasilanych z szyny trybu Clean. Nie wystarcza to jednak do redukcji sygnału w stopniu uniemożliwiającym przesterowywanie właśnie V4. O ile pierwsze trzy stopnie mają wystarczająco duży headroom przy odłączonych kondensatorach katodowych i przenoszą sygnał praktycznie bez zniekształceń, o tyle stopniowi V4 zupełnie to nie pomaga i niezwykle łatwo jego siatka asymetrycznie obcina sygnał prowadząc do jego nieprzyjemnego zabarwienia (harsh). Szczególnie jest to dokuczliwe przy ustawieniach "szklankowych", z dużą zawartością tonów wysokich i średnich. Rozwiązaniem problemu jest atenuowanie sygnału trafiającego na siatkę V4 z jednoczesnym stałym załączeniem kondensatora katodowego tego stopnia, a to w celu regeneracji wcześniej osłabionego sygnału. Jest to konieczne aby przedwzmacniacz w trybie Clean dostarczał wystarczająco silny sygnał, zdolny wysterować stopień mocy.

Rys.

Elementem wykonawczym modu jest przekaźnik Ry1 SPDT oraz dodatkowo wprowadzone do obwodu - rezystor Rx i kondensator Cx. Wartości obydwu elementów można dobrać wg własnego uznania i smaku. Odpowiednie będą: Rx = 1M - 2M2 - 3M3 oraz Cx = 120 - 82 - 22pF. "Dolny" zacisk cewki przekaźnika Ry1 podłączamy do szyny trybu Clean. Natomiast kondensator katodowy C3 winien być na stałe podłączony do katody V4. Załączający go LDR należy całkowicie pominąć poprzez odcięcie jego zasilania. Mod działa bardzo sprawnie, zmieniając korzystnie charakter kanału Clean, a potencjometr Gain działa "czysto" w znacznie szerszym zakresie...  Dodatkowym modem, lekko "zmiękczającym" dźwięk jest zastosowanie rezystora Rz = 100k. 

Powrót do początku

Oto kolejny mod stosowany do "wyczyszczenia" kanału Clean. Przekaźnik Ry1 załącza lokalną pętlę ujemnego sprzężenia zwrotnego pomiędzy (formalnie) anodą V4 a jej siatką sterującą. Oczywiście sygnał pobierany jest z wyjścia wtórnika katodowego napędzającego układ barwy dźwięku. Rezystor 10M spełnia rolę "odstukiwacza". Od wartości rezystora Rx zależy wielkość owego uj. sprz. zwr. Spotykane są dwie, pokazane na rysunku wartości - 1M i 2M2. Znane są rozwiązania, gdzie uj. sprzęż. zwr. załączane jest przekaźnikiem (np.Trace Elliot), jak i włączone na stałe (np.Peavey). Układ b. skutecznie redukuje gain stopnia, a tym samym zwiększa jego headroom. Zwraca uwagę wybitne podobieństwo do układu wtórnika anodowego. LDR  raczej nie nadaje się - ze względu na jednak skończoną wartość jego rezystancji oraz b. wysoki poziom sygnału - do załączania tego modu...

Rys.
Powrót do początku

I jeszcze jeden "modzik". Manipulacji poddawana jest dolna wartość dzielnika R1/R2. Przy podanych, oryginalnych wartościach 470k i 1M sygnał o oryginalnej, nie zmienionej amplitudzie podawany jest z anody V2 na siatkę V3. Po załączeniu do masy "dolnego" końca rezystora Rx za pomocą przekaźnika Ry1 stopień podziału amplitudy znacząco wzrasta i wynika ze stosunku 470k/180k (220k i 1M równolegle = ca. 180k). Alternatywnie funkcję załączania modu może pełnić LDR.

Rys.
Powrót do początku

"Serwisowy" przełącznik 6N2P/ECC

Ten prosty mod, mogący znaleźć miejsce w "samoróbce" umożliwia wygodną zamianę lamp ECC.. na 6N2P-EV i odwrotnie. Bardzo często, szukając brzmienia wypróbowujemy w przedwzmacniaczu lampy od różnych producentów, a jak wiemy 6N2P ma inaczej niż ECC81/82/83 wyprowadzone żarzenie na piny. Przelutowywanie więc kabelków jest skrajnie inconvenient. Zastosowanie mikroprzełącznika DPDT lub jeszcze lepiej DPTT pozwala na swobodne przerzucanie lampami. W przypadku przełącznika DPTT mamy jeszcze tę dodatkową możliwość wyłączenia żarzenia lampy, co przy serwisowaniu lub naprawie wzmacniacza pozwala na formalne odłączenie np. odwracacza fazy od lamp mocy, bez konieczności wyciągania lampy inwertera podczas gdy wzmacniacz stoi "do góry nogami" i wszelkie manipulacje na ślepo, często gołą łapą wśród gorących EL34/6L6 do czynności najprzyjemniejszych nie należą. Odłączenie inwertera jest potrzebne do lokalizacji np. źródła przydźwięku. Przełącznik dobrze jest wyprowadzić na wierzch chassis.

Rys.
Powrót do początku

Crunch/Lead Mod 

Kolejny mod dla eksperymentatorów. Uwielbiana przez baaardzo wielu De-eRka jest doskonałym poligonem do modowania. Poniższy, prosty mod w istotny sposób wpływa na poziom zniekształceń kanału Red i Orange w trybie Variable High Gain(TM). Przedstawiony na Rys. fragment obwodów załączających kondensatory katodowe poszczególnych stopni odpowiada LDR-om oryginalnego układu, oznaczonym na schemacie 3a, 3b i 10. Oczywiście sposób sterowania FET-ami J111 sam w sobie jest modem i różni się od układu oryginalnego. Jak to działa? Jeśli pominiemy przełączniki SW1 i SW2 (ustawione w pozycji On), to preamp zachowuje się identycznie jak we wzmacniaczu Dual Rectifier. Poziom Gainu jest typowy - gęste "mięcho".  Trzeba tu przypomnieć o wartościach rezystora R1(470k) i potencjometru Gain (220k), automatycznie załączanych dla kanału Red i Orange (Variable High Gain), gdzie stopień podziału sygnału za pierwszym stopniem triodowym jest inny niż w kanale (Orange) Clean Rhythm (TM),  gdzie R1=2M2 i pot.Gain=220k. Jeśli z kolei przełącznikiem SW1 lub SW2 odłączymy od szyny kanału Red lub Orange LED-a w strukturze transoptora PC817 (lub np. CNY17), a tym samym odłączymy wszystkie kondensatory katodowe 1uF, to aktualnie załączony kanał będzie miał wyraźnie mniejszy Gain, o odmiennej strukturze harmonicznych i większej dynamice (mniejsza kompresja). Uzyskamy zupełnie "nową wartość" - zdolność do uzyskania brzmień łagodniejszych, np. bluesowych. Wzrośnie także "wrażliwość" wzmacniacza na typ gitary i rodzaj przetworników.

Rys.

Działanie modu zawdzięcza swoją skuteczność zmianie charakteru obcinania siatkowego w poszczególnych stopniach przedwzmacniacza. W przypadku obecności kondensatorów katodowych (On = Lead) dominuje "ostre" obcinanie siatkowe, a tym samym na ostateczny efekt brzmieniowy składają się  - w przewadze - nieparzyste harmoniczne, bardzo przydatne przy grze single note lub power chords. Po odłączeniu kondensatorów (Off = Crunch) wybitnie wzrasta udział parzystych harmonicznych jako następstwo występowania na rezystorach katodowych typowego ujemnego sprzężenia zwrotnego, czego efektem jest "zaokrąglający" charakter obcinania siatkowego, niezastąpiony przy grze akordowej, a także przy "solówkach bluesowych" - miękkich, delikatnych. Przełączniki SW1 i SW2 wskazane jest umieścić na przednim panelu, odpowiednio przy kanale "pomarańczowym" i "czerwonym". 

Powrót do początku

Bright/Normal/Soft Mod

Rys.

Trójpozycyjny przełącznik SPTT lub DPTT umożliwia wykonanie kolejnego prostego modu we wzmacniaczu gitarowym. Można go umieścić w dowolnym punkcie przedwzmacniacza tam, gdzie występuje typowy dzielnik R1/R2. Oczywiście podane na rysunku wartości są przykładowe. Mod nie wymaga tłumaczenia. Wszystko jest jasne. Połączenia z przełącznikiem powinny być albo b. krótkie albo wykonane przewodem ekranowanym.

Powrót do początku

Rys.

 Taki sam trójpozycyjny, jednobiegunowy przełącznik dźwigienkowy użyty został do wykonania modu, tym razem obsługującego potencjometr GAIN wzmacniacza o topologii zbliżonej do układu JCM800. Działanie modu jest znacząco efektywne i wynika z faktu umieszczenia go pomiędzy pierwszym (wejściowym) a drugim stopniem układu cztero - pięciostopniowego. I tak, ustawienie przełącznika SW1 w pozycji 1 sprawia, że mod działa przede wszystkim w niskich ustawieniach potencjometru GAIN (z oczywistych powodów przy GAIN = max, mod przestaje działać) pozwalając uzyskać brzmienie typu crunch ze sporą zawartością wysokich tonów, nieomal szkliste. Palm muting i kostkowanie staccato najgrubszych strun zadowoli każdego metalowca. W pozycji 2 przełącznika SW1 charakter brzmienia przesterowanego wyraźnie łagodnieje, a działanie modu obejmuje cały zakres obrotu potencjometru GAIN (C4 odłączony). Efekt brzmieniowy można określić jako "okrągły w całym zakresie obrotu". Pozycja 3 przełącznika, podobnie jak poprzednio, obejmuje cały zakres obrotu. Dźwięk jest znacząco "zmiękczony" niezależnie od ustawienia pot. GAIN. Atak kostką na strunę jest "nieszeleszczący", a wybrzmiewanie nutek w wysokich pozycjach bardzo śpiewne, "legatowe", przy czym palm muting nadal bez zarzutu...

Powrót do początku

Zmiana lamp mocy - bez stuków

We wzmacniaczach wyposażonych w automatykę umożliwiającą konfigurowanie stopnia mocy "w locie", tj. mających "na pokładzie" np. cztery 6L6 i dwie EL34 należy dążyć technicznymi sposobami do możliwie cichego (bezstukowego) załączania odpowiednich par lamp, gdyż podczas przełączania kanałów z wykorzystaniem funkcji zmiany typu i konfiguracji lamp mocy, w głośnikach słychać całkiem głośny trzask. Co ciekawe, jeśli by za pomocą obrotowych czterech przełączników znajdujących się na tylnym panelu, ustawić dla każdego z czterech kanałów ten sam typ lamp i ich konfigurację, to trzasku nie słychać. Ślady więc prowadzą do "systemu przełączania" lamp mocy. Otóż - jak zresztą zwykle - idea wspaniała, nieco gorzej z jej praktyczną realizacją. Ogólnie rzecz ujmując, w tym konkretnym wzmacniaczu, procedurę PL rozszerzono o automatykę umożliwiającą dowolne konfigurowanie stopnia mocy. Tak więc użytkownik do dyspozycji ma albo dwie EL34, albo dwie 6L6, albo cztery 6L6, albo wszystkie sześć lamp na raz. Zdrowy rozsądek podpowiada, że najbezpieczniej i najłatwiej jest przełączać odpowiednie pary lamp "od strony katod" czyli po prostu za pomocą jakiegoś elementu zwiernego zwierać ich wspólnie (parami) połączone katody do masy. I tak też zrobiono (lewa strona poniższego rysunku). Całkiem przyzwoite przekaźniki tę funkcję realizują. Jednak właśnie moment dołączenia katod do masy równoznaczny jest z "nagłym" wzrostem prądu w uzwojeniu pierwotnym transformatora głośnikowego i to właśnie powoduje ów głośny stuko-trzask w głośnikach. O ile nie musi to stanowić problemu w studio, o tyle na scenie już tak. W przypadku tzw. kulturalnej muzyki wykonywanej na żywo jest to wręcz nie do przyjęcia. Co gorsza, nie pomogą żadne "patenty", bramki szumów, etc. Jedynym wyjściem jest ustawić jednakowy tryb stopnia mocy dla wszystkich kanałów - wówczas nie stuka. Nasuwa się jednak pytanie - po diabła ta cała  zabawa, która w wielu przypadkach mogła stanowić pretekst do podjęcia decyzji o zakupie drogiego wzmacniacza. No i oczywiście pytanie, czy da się jakoś rozwiązać ów kłopot. "Jakoś" - się da. W zasadzie jedynym elementem "z wyboru" mogącym zastąpić zwykły przekaźnik jest tranzystor MOSFet o odpowiednich parametrach. Dlaczego? Przede wszystkim dlatego, że umożliwi wykonanie prostego modu z odpowiednio wydłużonym czasem załączania lamp. Z grubsza wiadomo, że im dłuższy czas narastania prądu w cewce (uzwojenie pierwotne OT), tym mniejsze napięcie się indukuje w drugiej cewce osadzonej na tym samym rdzeniu (uzwojenie wtórne OT). Poprzez dobór stałej czasowej RC wpływamy na czas włączania i wyłączania się mosfeta, a więc działa on jak rezystor o dość płynnie zmieniającej się rezystancji - od ułamka oma do wartości narzuconej przez rezystor R1 10k/2W. Ten rezystor spełnia rolę "delikatnego autobiasu" w czasie gdy mosfet jest wyłączony. Rezystor R2 220R jest typowym antyparazytem i poza koniecznością przylutowania go bezpośrednio do bramki mosfeta nie wymaga komentarza. Rezystory R3 4k7, R4 10k oraz C1 10uF dobrane zostały empirycznie. Przy podanych wartościach, z uwzględnieniem napięcia odcięcia mosfeta Ugs_off uzyskana została dobra symetria czasu jego włączenia i wyłączenia, bez potrzeby uciekania się do innych sztuczek. C2 100n - ceramiczny - dodatkowo zabezpiecza przed ewentualnymi szkodliwymi oscylacjami. Dioda D1 1N4007 zabezpiecza układ wzmacniacza na mało prawdopodobną okoliczność "przebicia się" napięcia anodowego przez mod. Mosfet powinien być wysokonapięciowy, minimum 700V, a jeszcze lepiej 1000V i na kilka amperów. Takie parametry ma np. 2SK1120. Napięcie do polaryzowania mosfeta pobierane jest z "górnego" końca cewki oryginalnego przekaźnika Ry1. Natomiast odwrotnie niż w oryginalnym rozwiązaniu, do sterowania modu wykorzystywane są "martwe" styki oznaczone umownie  literą A. Działanie modu jest więc następujące: gdy cewka oryginalnego przekaźnika Ry1 nie jest uziemiana poprzez wewnętrzną matrycę przełączającą, styk A (normalnie zwarty) uziemia bramkę mosfeta poprzez R2 i R3, tym samym wyłącza go i pomiędzy katodą a masą istnieje połączenie jedynie przez rezystor R1 10k/2W. Czas wyłączenia określony jest z grubsza przez 10 - 22uF*4k7. Tym samym katody przykładowej pary lamp EL34 nie są załączone. W chwili zadziałania przekaźnika Ry1, styk A "puszcza" a kondensator C1 jest ładowany przez R3 i R4 do wartości ok. 12V. Podobnie jak w drugą stronę, mosfet jest miękko włączany - katody "lekko lądują na masie". W głośnikach praktycznie niczego nie słychać. Pokazany układ należy zaimplementować dla trzech par lamp osobno. Okablowanie jest proste, ale konieczne jest "cięcie ścieżek" w paru miejscach na oryginalnej PCB. Wot i wsio.....

Rys.
Powrót do początku

Powrót do strony głównej